近年來，隨著無線通信技術(shù)的蓬勃發(fā)展，可兼容多種移動通信系統(tǒng)標(biāo)準(zhǔn)的新一代移動終端的研究正逐漸成為熱點(diǎn)。要實(shí)現(xiàn)多頻段的移動終端接收系統(tǒng)，需要解決的首要問題就是如何實(shí)現(xiàn)位于該系統(tǒng)第一級的低噪聲放大器LNA的多頻段化。傳統(tǒng)的方法是將多個單頻段的LNA并聯(lián)起來使用，但會造成較大的功耗，占用較大的芯片面積，增加成本，而且隨著接收標(biāo)準(zhǔn)的不斷增多，該方法最終將不可行；另外一種實(shí)現(xiàn)多頻段的方式是采用開關(guān)式LNA，但其只能工作于一個頻段下，當(dāng)希望能同時(shí)工作于多個頻段時(shí)，該方法也將不適用；還可以采用寬帶LNA來實(shí)現(xiàn)多個頻段的放大，但同時(shí)也會放大其他頻段的干擾信號。本設(shè)計(jì)中的并行式多頻段LNA為單個LNA，但能同時(shí)工作在不同頻段下且放大所需頻段的信號。 電路設(shè)計(jì)多頻帶LNA總體電路如圖1所示，由于1.8GHz、1.9GHz和2GHz頻段很靠近，因此考慮設(shè)計(jì)一個0.9/ 1.9GHz的雙頻段LNA，以1.9GHz為中心頻率，適當(dāng)增大其帶寬，使其覆蓋1.8～2GHz，最終實(shí)現(xiàn)所需要的四頻段LNA。

圖1 整體電路圖 1 噪聲分析 高頻下MOSFET的噪聲主要包括漏電流噪聲和柵電流噪聲。對圖1中帶有源極電感的共源MOSFET進(jìn)行噪聲分析，得噪聲系數(shù)為：

（1） 其中，Rs為信號源電阻；Zt＝Zg＋Zs＋Zgs，Zg和Zs為連接到柵極和源極的阻抗，Zgs是連接輸入管柵漏兩端的阻抗，一般為1/jωCgs；

為MOSFET的柵電流噪聲

為漏電流噪聲。 在功耗限制和阻抗匹配條件下，輸入級品質(zhì)因數(shù)Qs≡1/ωCgsRs在3.5～5.5之間時(shí)噪聲系數(shù)能達(dá)到最小值，如式（2）所示?？梢钥吹?，理論上噪聲只能在一個頻率點(diǎn)下達(dá)到最優(yōu)，而不可能同時(shí)在多個頻率下具有最小值。隨著頻率ω的增大，噪聲將變大。因此對于0.9GHz和1.9GHz兩個頻段而言，為了達(dá)到噪聲系數(shù)的平衡，選擇在噪聲較差的高頻段1.9GHz處進(jìn)行噪聲匹配，由此可確定Cgs大約為 0.48pF，對應(yīng)的輸入管尺寸為650μm（W）%26;#215;0.35μm（L）。 Fmin≈1＋2.3ω/ωT （2） 2 輸入阻抗匹配［/b］ ［b］ 與傳統(tǒng)的單頻段LNA相比，本LNA的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)必須同時(shí)在多個頻段下匹配到50Ω。圖2（a）所示為采用源端電感負(fù)反饋結(jié)構(gòu)的輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)，其等效電路如圖2（b）所示。其包括兩個LC槽，其中，L0′=Lg＋Ls，C0′＝Cgs。輸入阻抗可表示為：

（3）

圖2（a） 輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)

圖2（b） 輸入阻抗匹配網(wǎng)絡(luò)等效電路 根據(jù)阻抗匹配條件，可得出在多個頻率下，輸入阻抗的實(shí)部和虛部需滿足以下條件： gm1ls/Cgs=50Ω （4）

（5） 求解式（5），可得兩個不同的ω值，ω1和ω2。因此，該輸入網(wǎng)絡(luò)在兩個頻段ω1和ω2下均可滿足阻抗匹配的要求。

（6） 本設(shè)計(jì)中ω1和ω2的期望值分別為0.9GHz和1.9GHz，滿足這兩種頻率下諧振的元件值L0、L0’、C0、C0’將不止有一組。而在實(shí)際設(shè)計(jì)所采用的工藝庫中，電感值是一系列分離值，因此必須結(jié)合實(shí)際電感值進(jìn)行選取。最終實(shí)現(xiàn)的元件值是L0=7.23nH，C0=2.5pF，Lg=10.5nH，Ls=1.14nH。 3 輸出阻抗匹配 輸出阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)與輸入阻抗網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)類似，應(yīng)考慮在多個頻段下實(shí)現(xiàn)良好的匹配，同時(shí)輸出級的設(shè)計(jì)還要滿足增益的要求。圖3（a）為本設(shè)計(jì)中的輸出網(wǎng)絡(luò)，其分為三部分， A1部分提供大的輸出阻抗，以實(shí)現(xiàn)較高的增益；A2和A3共同實(shí)現(xiàn)雙頻帶，A2負(fù)責(zé)阻抗下變換，將阻抗實(shí)部匹配到50Ω，A3則對虛部進(jìn)行共軛匹配。

圖3（a） 輸出網(wǎng)絡(luò)

圖3（b） 等效輸出網(wǎng)絡(luò) 將輸出網(wǎng)絡(luò)等效為如圖3（b）所示的形式，可得：

（7）

（8） 其中，Q1=ωL1/R1。 在輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)中，R1’越大，增益越大，Q1也越大，但此時(shí)R1就越小，輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬變小。由于高頻段的設(shè)計(jì)是以1.9GHz為中心頻率，輸出網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計(jì)需使其具有足夠的帶寬覆蓋1.8～2GHz，因此與L1串聯(lián)的電阻R1的選取要使增益與輸出網(wǎng)絡(luò)帶寬達(dá)到一定的平衡。 最終實(shí)現(xiàn)的元件值為L1=5.58nH，R1=15Ω，C1=1.6pF，L2=4nH，C2= 5.14pF，L3=8nH，C3=16.2pF。 仿真結(jié)果 基于TSMC 0.35μm SiGe BiCMOS射頻工藝庫，采用Cadence的SpectreRF仿真器對所設(shè)計(jì)的多頻段LNA進(jìn)行仿真，得到0.9/1.8/1.9/2GHz四頻段下LNA主要性能指標(biāo)如圖4所示。

圖4（a）S21指標(biāo)

圖4（b）S11和S22指標(biāo)

圖4（c） 噪聲系數(shù)NF 圖4（a）為LNA的增益S21，由圖可看出，在感興趣的頻段內(nèi)，LNA的增益均大于10dB，且?guī)?nèi)波動控制在0.4dB左右。圖4（b）所示為LNA輸入反射系數(shù)S11和輸出反射系數(shù)S22，與0.9GHz處相比，1.9GHz附近的頻帶寬度被適當(dāng)?shù)恼箤挘采w了1.8～2GHz，所需頻段處S11和S22均在-10dB以下。在本設(shè)計(jì)中為了達(dá)到高低頻下噪聲的平衡，考慮在高頻處進(jìn)行噪聲匹配。圖4（c）為LNA的噪聲系數(shù)NF和最小噪聲系數(shù)NFmin，結(jié)果表明在所希望的高頻處（約1.8GHz）確實(shí)實(shí)現(xiàn)了噪聲的最優(yōu)化，同時(shí)四個頻段下的噪聲系數(shù)都較為平衡，均小于3.3dB。 表1綜合列出了各頻段下的仿真性能指標(biāo)。

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