概述

由于汽車多媒體信息處理（如，信息娛樂產(chǎn)品）中的高性能微處理器所需的功率不斷增加，產(chǎn)生了抗干擾能力、EMI和環(huán)路補(bǔ)償?shù)戎T多設(shè)計(jì)問題。平均電流模式控制（ACMC）有助于解決這些問題，特別是在汽車信息娛樂應(yīng)用中。本文具體闡述了ACMC，并說明基于電流模式控制的設(shè)計(jì)為信息娛樂應(yīng)用帶來的優(yōu)勢。我們以MAX5060/MAX5061為例說明ACMC的工作原理，并對數(shù)據(jù)資料所提供的內(nèi)容進(jìn)行了補(bǔ)充。

定義設(shè)計(jì)目標(biāo)

具體的汽車信息娛樂終端都會對電源管理提出一組獨(dú)特的技術(shù)、商業(yè)上的要求。最重要的設(shè)計(jì)考慮包括效率、尺寸、EMI、瞬態(tài)響應(yīng)、設(shè)計(jì)復(fù)雜性和成本。所有參數(shù)都間接地與電源的開關(guān)頻率相關(guān)，這一重要參數(shù)的選擇可以使上述要求達(dá)到合理折中。

ACMC的優(yōu)勢

對于大電流輸出（5A至25A）轉(zhuǎn)換器，在電流模式控制（CMC）技術(shù)中降低電流檢測電阻有助于提高效率。這里，CMC指帶有峰值電流檢測的固定頻率工作模式。然而，這種方式存在一個缺點(diǎn)：CMC使轉(zhuǎn)換器對噪聲非常敏感。電流較大時，即使最好的PCB布線也不能完全抑制疊加在電流檢測信號上的噪聲。為了解決這個問題，可以選擇電壓模式控制VMC，這是一種傳統(tǒng)的并經(jīng)過驗(yàn)證的技術(shù)。VMC提高了抗干擾能力和轉(zhuǎn)換效率，但需要一定的環(huán)路補(bǔ)償設(shè)計(jì)才能達(dá)到可接受的性能指標(biāo)。

ACMC設(shè)計(jì)基礎(chǔ)

ACMC技術(shù)結(jié)合了VMC的抗干擾能力和效率與CMC的穩(wěn)定性，圖1所示為ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖。

圖1. ACMC降壓轉(zhuǎn)換器的功能框圖?？驁D中，CEA = 電流誤差放大器，CSA = 電流檢測放大器，VEA = 電壓誤差放大器。下文和圖2討論了電感電流信號iL。

為了更好地理解ACMC，我們首先回顧一下CMC的原理。觀察圖1，如果除去電流誤差放大器（CEA）和鋸齒波發(fā)生器，電流檢測放大器的輸出將連接到PWM比較器的反相端，電壓誤差放大器（VEA）的輸出將連接到同相端。結(jié)果形成一個控制電感電流（內(nèi)環(huán)）和輸出電壓（外環(huán)）的雙環(huán)系統(tǒng)。

如上所述，在大電流輸出應(yīng)用中，希望電流檢測電阻RS （見圖1）盡可能小，以降低轉(zhuǎn)換器的功耗。但這樣做的結(jié)果是將一個微弱的信號引入噪聲環(huán)境中，在系統(tǒng)中表現(xiàn)為抖動。

在ACMC結(jié)構(gòu)中，電流檢測信號送入CEA （圖1）的反相輸入端，而VEA在CEA的同相輸入端調(diào)節(jié)電感電流。通過反饋網(wǎng)絡(luò)補(bǔ)償CEA，可以完成一系列操作：調(diào)節(jié)電流檢測信號以獲得最大直流增益（對于降壓轉(zhuǎn)換器，電感的直流電流等于轉(zhuǎn)換器的輸出電流）；使實(shí)際的電流檢測信號不受阻礙地通過放大器；最后，抑制疊加在信號上的高頻開關(guān)噪聲。CEA的高直流增益可使這種控制方案精確地控制輸出電流。而CMC對電流檢測信號的平坦增益會在輸入電壓變化時導(dǎo)致電流的峰值與均值誤差。如圖1，CEA的輸出與斜坡電壓進(jìn)行比較產(chǎn)生一個期望的PWM信號來驅(qū)動功率MOSFET。

圖2. 圖1的控制波形

圖2顯示了圖1的控制波形，注意與鋸齒波進(jìn)行比較的電感電流信號iL （紅色標(biāo)示）是反向的。PWM比較器之后的SR鎖存器可避免由噪聲引起的信號跳變。同樣，時鐘信號復(fù)位鋸齒坡電壓，從根本上消除了由于噪聲尖峰而過早關(guān)斷MOSFET的可能。這種控制架構(gòu)的另一個特點(diǎn)是當(dāng)占空比超過50%時不需要斜坡電壓補(bǔ)償，因?yàn)殇忼X坡信號已經(jīng)提供了這種補(bǔ)償。

對于圖1所示降壓轉(zhuǎn)換器，內(nèi)環(huán)用于補(bǔ)償輸入電壓的變化。隨著輸入電壓的增加，CEA電流信號的下降斜率更陡峭（圖2），從而使占空比變窄。外環(huán)用于補(bǔ)償由負(fù)載變化引起的輸出電壓變化，由于電感電流由VEA處理，電源表現(xiàn)為一個單極點(diǎn)響應(yīng)，從而簡化了電壓補(bǔ)償環(huán)路。

CEA補(bǔ)償非常簡單，MAX5056/MAX5061數(shù)據(jù)資料提供了需要遵循的準(zhǔn)則。MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器可處理上述設(shè)計(jì)問題，并且具有高效、低噪聲和高性價比特性。圖3說明了器件中帶有補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的CEA架構(gòu)，推薦使用該補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的原因是CEA沒有提供到其反相輸入端的直接通路。注意：CEA是跨導(dǎo)放大器，與標(biāo)準(zhǔn)運(yùn)算放大器相比具有較高的輸出阻抗。

圖3. MAX5060/MAX5061 DC-DC轉(zhuǎn)換器推薦的CEA補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)

為了優(yōu)化電流環(huán)路，電感電流iL （圖2中的紅色信號）的下降斜率將跟隨鋸齒電壓的斜率，而且iL不能超過斜坡電壓，否則將會發(fā)生諧振和不穩(wěn)定。

忽略同步整流器的壓降，降壓轉(zhuǎn)換器的電感電流下降斜率可由下式給出：

該電流流過檢流電阻RS，測量RS電壓并由CSA提供34.5倍的增益放大（見圖1）。如果將此乘以CEA增益GCEA，使其等于VSfS鋸齒波斜率，可得表達(dá)式：

跨導(dǎo)放大器的增益定義為gMRL，將其代入GCEA并解出RL可得：

MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料給出其CEA跨導(dǎo)為550μs；本例中RL為RCF，如圖3所示。該電阻設(shè)定CEA的增益，使電流環(huán)路在過零頻率處為單位增益。MAX5060/MAX5061的鋸齒波電壓VS具有2V峰值，將這些常數(shù)代入上式，可得：

CEA的直流增益應(yīng)該盡可能高，以精確處理直流輸出電流。直流下，補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)中的電容相當(dāng)于開路，CEA直流增益最大。在最小過零頻率之下放置一個零點(diǎn)，并將一個極點(diǎn)置于至少比零點(diǎn)高出10倍的位置，使電流環(huán)路在具有寬帶特性的同時可有效抑制開關(guān)噪聲。

零點(diǎn)和極點(diǎn)可由下式算出：

為了滿足式5的極點(diǎn)頻率，必須使CCF至少比CCFF大十倍。如果這個比率不是10:1，則用CCF||CCFF替換極點(diǎn)表達(dá)式中的CCFF。注意：原點(diǎn)處有一個極點(diǎn)，可以想象，一個無窮大的阻抗出現(xiàn)在CCFF上，所需電容值可由上式解出。

VEA補(bǔ)償非常復(fù)雜，主要取決于性能要求。MAX5060/MAX5061數(shù)據(jù)資料給出了一個簡單、實(shí)用的補(bǔ)償方法，只需采用電阻反饋網(wǎng)絡(luò)。這構(gòu)成了有源電壓定位技術(shù)的一部分，能夠在提供良好的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)的同時減小輸出電容。在最小負(fù)載條件下允許輸出電壓略高于標(biāo)稱值電壓，而在滿負(fù)荷條件下允許輸出電壓略低于標(biāo)稱值。雖然如此，負(fù)載瞬變期間的最大電壓偏差仍顯著低于補(bǔ)償VEA的高增益低頻響應(yīng)的情況，另外，還會降低負(fù)載功耗。

為了優(yōu)化響應(yīng)特性而對電壓環(huán)路進(jìn)行補(bǔ)償時，需要認(rèn)識VEA增益隨頻率變化的響應(yīng)特性，也需要了解在整個負(fù)載、溫度變化范圍內(nèi)環(huán)路整體特性。增益與頻率的對應(yīng)關(guān)系可通過實(shí)驗(yàn)獲得，然后通過補(bǔ)償VEA達(dá)到預(yù)期要求。為保持穩(wěn)定性應(yīng)該有足夠的相位裕量，通常45°至60°比較好。VEA補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的實(shí)現(xiàn)與CEA相同，DC-DC轉(zhuǎn)換器應(yīng)該承受瞬變情況下，如啟動、負(fù)載變化、短路恢復(fù)、空載、輸入電壓變化時的極限條件。如果輸出電壓在整個溫度范圍內(nèi)對所有這些瞬變條件都能表現(xiàn)出良好的阻尼響應(yīng)，則假定系統(tǒng)穩(wěn)定。

應(yīng)用中的注意事項(xiàng)

調(diào)節(jié)輸入電壓范圍

MAX5060/MAX5061內(nèi)置5V線性穩(wěn)壓器，可取代一個外部5V電源。如果將輸入電壓接至IN，輸入范圍指定為7V至28V。輸入電壓接至VCC，輸入范圍限制在4.75V至5.50V。在下面的例子中將IN與VCC連接在一起，旁路內(nèi)部穩(wěn)壓器。為使電路在兩種輸入范圍內(nèi)都可連續(xù)工作，采用圖4中的自舉電路。扼流圈中的耦合繞組可產(chǎn)生一個電壓，例如，8V，即使在IN引腳電壓降至7V以下時，也能為IC提供一個高于電源的電壓。這個自舉電路還有助于降低IC的功率損耗。

圖4. 擴(kuò)展MAX5060/MAX5061輸入電壓范圍的自舉電路

IC的最大輸入電壓為28V。如果轉(zhuǎn)換器需要承受高達(dá)72V的電壓時，推薦使用圖5電路。此電路還能提供反向輸入電壓保護(hù)。

圖5. 這個電路將MAX5060/MAX5061的輸入電壓限制在28V，并保護(hù)電路免受電池反接故障的損壞

同步開關(guān)頻率

同步開關(guān)頻率是信息娛樂系統(tǒng)避免敏感負(fù)載受到DC-DC轉(zhuǎn)換器干擾的重要舉措，這些敏感負(fù)載，包括汽車無線電廣播系統(tǒng)、TV調(diào)諧器、顯示器和導(dǎo)航系統(tǒng)等。這些器件可通過以下途徑實(shí)現(xiàn)同步：使DC-DC轉(zhuǎn)換器工作在自激振蕩模式，然后利用高性能處理器將其同步到所要求的頻率。MAX5060/MAX5061工作在一個范圍為125kHz至1.5MHz的可同步振蕩頻率。

如果不能將MAX5060/MAX5061與外部時鐘同步，或轉(zhuǎn)換器的開關(guān)頻率產(chǎn)生過強(qiáng)的EMI，則可選擇擴(kuò)頻振蕩器，如DS1090U-16擴(kuò)頻振蕩器，如圖6所示，來驅(qū)動SYNC引腳。本例中，DS1090U-16的外部電阻將頻率設(shè)置在300kHz，頻率抖動范圍為±4%，即12kHz。抖動比例不應(yīng)太高，因?yàn)閿U(kuò)頻會引起系統(tǒng)環(huán)路的相位偏移，需要進(jìn)行補(bǔ)償。有關(guān)DS1090的頻率計(jì)算可參考應(yīng)用筆記3692：DS1090頻率計(jì)算器。

圖6. 將MAX5060/MAX5061同步在擴(kuò)頻時鐘（DS1090），可有效降低電磁輻射

升/降壓工作

MAX5060/MAX5061也可實(shí)現(xiàn)升/降壓轉(zhuǎn)換（圖7）。

圖7. 利用MAX5060/MAX5061構(gòu)建簡單的升/降壓轉(zhuǎn)換器

注意：圖7中的電容C1和C2需要比輸出相同電流的降壓轉(zhuǎn)換器承受更大的紋波電流，另外，圖中的兩個電感可以用同一磁心繞制，L1、L2的同名端如圖7所示。如果使用獨(dú)立的電感，則可忽略繞制方向問題。

MAX5060/MAX5061的CSA共模范圍可以擴(kuò)展到0至5.5V，設(shè)計(jì)輸出電壓大于5V的轉(zhuǎn)換器時，可以選用以下兩個電路。圖8電路使用了一個現(xiàn)成的電流檢測變壓器，圖9電路使用一個電阻橋。選用1%電阻進(jìn)行設(shè)計(jì)，為減小電阻kRS的尺寸和功耗，將VRS偏置在5V。EAN輸入應(yīng)設(shè)為0.6V，需要一個獨(dú)立的分壓器。

圖8. 使用電流檢測變壓器檢測電流

圖9. 使用電阻橋檢測電流

結(jié)論

雖然CMC DC-DC轉(zhuǎn)換器已經(jīng)備受設(shè)計(jì)者的青睞，但利用廉價檢流電阻提供高效率轉(zhuǎn)換的要求暴露出了CMC的主要缺陷：對噪聲的敏感性。MAX5060/MAX5061所采用的ACMC技術(shù)解決了噪聲敏感度等問題。ACMC可使DC-DC轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)滿足高性能微處理器的要求，特別是汽車多媒體終端的高性能微處理器。

責(zé)任編輯：gt