本文的目的是介紹高速ADC相關(guān)的理論和知識(shí)，詳細(xì)介紹了采樣理論、數(shù)據(jù)手冊指標(biāo)、ADC選型準(zhǔn)則和評估方法、時(shí)鐘抖動(dòng)和其它一些通用的系統(tǒng)級考慮。 另外，一些用戶希望通過交織、平均或抖動(dòng)(dithering)技術(shù)進(jìn)一步提升ADC的性能。

引言

基本的ADC框圖和術(shù)語如下圖所示：

隨著數(shù)字信號處理技術(shù)和數(shù)字電路工作速度的提高，以及對于系統(tǒng)靈敏度等要求的不斷提高，對于高速、高精度的 ADC(Analog to Digital Converter)、DAC(Digital to Analog Converter)的指標(biāo)都提出了很高的要求。 比如在雷達(dá)和衛(wèi)星通信中，所需要的信號帶寬已經(jīng)達(dá)到了 2 GHz 以上，而下一代的 5G 移動(dòng)通信技術(shù)在使用毫米波頻段時(shí)也可能會(huì)用到 2 GHz 以上的信號帶寬。 雖然有些場合(比如線性調(diào)頻雷達(dá))可能采用頻段拼接的方式去實(shí)現(xiàn)高的帶寬，但是畢竟拼接的方式比較復(fù)雜，而且對于通信或其它復(fù)雜調(diào)制信號的傳輸也有很多限制。

根據(jù) Nyquist 采樣定律，采樣率至少要是信號帶寬的 2 倍以上。 同時(shí)為了支持靈活的制式、相控陣或大規(guī)模 MIMO 的波束賦形，現(xiàn)代的收發(fā)機(jī)模塊越來越普遍采用數(shù)字中頻直接采樣，這其實(shí)進(jìn)一步提高了對于高速 ADC/DAC 芯片的性能要求。 下圖是一個(gè)典型的全數(shù)字雷達(dá)收發(fā)信機(jī)模塊的結(jié)構(gòu)。 高速數(shù)字化儀和多通道數(shù)據(jù)采集解決方案 | Keysight根據(jù) Nyquist 采樣定律，采樣率至少要是信號帶寬的 2 倍以上。 同時(shí)為了支持靈活的制式、相控陣或大規(guī)模 MIMO 的波束賦形，現(xiàn)代的收發(fā)機(jī)模塊越來越普遍采用數(shù)字中頻直接采樣，這其實(shí)進(jìn)一步提高了對于高速 ADC/DAC 芯片的性能要求。 下圖是一個(gè)典型的全數(shù)字雷達(dá)收發(fā)信機(jī)模塊的結(jié)構(gòu)。

高速 ADC/DAC 在現(xiàn)代全數(shù)字雷達(dá)中的應(yīng)用

可以看到，ADC/DAC 芯片是模擬域和數(shù)字域的邊界。 一旦信號轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，所有的信號都可以通過軟件算法進(jìn)行處理和補(bǔ)償，而且這個(gè)處理過程通常不會(huì)引起額外的噪聲和信號失真，因此把 ADC/DAC 芯片前移、實(shí)現(xiàn)全數(shù)字化處理是現(xiàn)代通信、雷達(dá)技術(shù)的發(fā)展趨勢。

在全數(shù)字化的發(fā)展過程中，ADC/DAC 芯片需要采樣或者輸出越來越高的頻率、越來越高帶寬的信號。 而在模擬到數(shù)字或者數(shù)字到模擬的轉(zhuǎn)換過程中造成的噪聲和信號失真通常是很難補(bǔ)償?shù)?，并且?huì)對系統(tǒng)性能造成重大影響。 所以，高速 ADC/DAC 芯片在采樣或者產(chǎn)生高頻信號時(shí)的性能對于系統(tǒng)指標(biāo)至關(guān)重要。

目前在很多專用領(lǐng)域，使用的 ADC/DAC 的采樣率可以達(dá)到非常高的程度。 比如 Fujitsu 公司可以提供 110G~130GHz 的 IP 核，Keysight 公司在高精度示波器里用到了單片 40GHz 采樣率、10bit 的 ADC 芯片，以及 Keysight 公司在高帶寬任意波發(fā)生器里用到了 92GHz 采樣率、8bit 的 DAC 芯片等。 這些專用的芯片通常用于特殊應(yīng)用，比如光通信或者高端儀表等，比較難以單獨(dú)獲得。

在商用領(lǐng)域，很多 ADC/DAC 芯片的采樣率也都已經(jīng)達(dá)到了 GHz 以上，比如 TI 公司的 ADC 12J4000 是 4 GHz 采樣率、12bit 分辨率的高速 ADC 芯片; 而 ADI 公司的 AD9129 是 5.6 GHz 采樣率、14 bit 分辨率的高速 DAC 芯片。 這一方面要求 ADC 有比較高的采樣率以采集高帶寬的輸入信號，另一方面又要有比較高的位數(shù)以分辨細(xì)微的變化。

隨著 ADC/DAC 的采樣率的提高，高速 ADC/DAC 的數(shù)字側(cè)的接口技術(shù)也在發(fā)生著比較大的變化。

低速串行接口：很多低速的 ADC/DAC 芯片采用 I2C 或 SPI 等低速串行總線把多路并行的數(shù)字信號復(fù)用到幾根串行線上進(jìn)行傳輸。 由于 I2C 或 SPI 總線的傳輸速度大部分在10Mbps 以下，所以這種接口主要適用于MHz 以下采樣率的ADC/DAC 芯片。

并行 LVCMOS 或 LVDS 接口：對于幾 MHz 甚至幾百 MHz 采樣率的芯片來說，由于信號復(fù)用后數(shù)據(jù)速率太高，所以基本上采用并行的數(shù)據(jù)傳輸方式，即每位分辨率對應(yīng) 1 根數(shù)據(jù)線(比如 14 位的 ADC 芯片就采用 14 根數(shù)據(jù)線)，然后這些數(shù)據(jù)線共用 1 根時(shí)鐘線進(jìn)行信號傳輸。 這種方法的好處是接口時(shí)序比較簡單， 但是由于每 1 位分辨率就要占用 1 根數(shù)據(jù)線，所以占用芯片管腳較多。

JESD204B 串行接口：對于更高速率的 ADC/DAC 芯片來說，由于采樣時(shí)鐘頻率更高，時(shí)序裕量更小，采用并行 LVCMOS 或 LVDS 接口的布線難度很大，而且占用的布線空間較大。 為了解決這個(gè)問題，目前更高速和小型化的ADC/DAC 芯片都開始采用串行的JESD204B 接口。 JESD204B 接口是把多位要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)合并到一對或幾對差分線上，同時(shí)采用現(xiàn)在成熟的 Serdes(串行-解串行)技術(shù)用數(shù)據(jù)幀的方式進(jìn)行信號傳輸，每對差分線都有獨(dú)立的 8b/10b 編碼和時(shí)鐘恢復(fù)電路。 采用這種方法有幾個(gè)好處：首先數(shù)據(jù)傳輸速率更高，每對差分線按現(xiàn)在的標(biāo)準(zhǔn)最高可以實(shí)現(xiàn) 12.5 Gbps 的信號傳輸，可以用更少的線對實(shí)現(xiàn)高速數(shù)據(jù)傳輸; 其次各對線不再共用采樣時(shí)鐘，這樣對于各對差分線間等長的要求大大放寬; 借用現(xiàn)代 Serdes 芯片的預(yù)加重和均衡技術(shù)可以實(shí)現(xiàn)更遠(yuǎn)距離的信號傳輸，甚至可以直接把數(shù)據(jù)直接調(diào)制到光上進(jìn)行遠(yuǎn)距離傳輸; 可以靈活更換芯片，通過調(diào)整JESD204B 接口里的幀格式，同一組數(shù)字接口可以支持不同采樣率或分辨率的ADC 芯片，方便了系統(tǒng)更新升級。

ADC 的主要性能指標(biāo)分為靜態(tài)和動(dòng)態(tài)兩部分：

主要靜態(tài)指標(biāo)：

微分非線性 (DNL)

積分非線性 (INL)

失調(diào)誤差

主要?jiǎng)討B(tài)指標(biāo)：

總諧波失真 (THD)

信噪比加失真 (SINAD)

有效位數(shù) (ENOB)

信噪比 (SNR)

無雜散動(dòng)態(tài)范圍 (SFDR)

要進(jìn)行 ADC 這些眾多指標(biāo)的驗(yàn)證，可用的方法很多。 最常用的方法是給 ADC 的輸入端提供一個(gè)理想的正弦波信號，然后對 ADC 對這個(gè)信號采樣后的數(shù)據(jù)進(jìn)行采集和分析。 因此，ADC 的性能測試需要多臺(tái)儀器的配合并用軟件對測試結(jié)果進(jìn)行分析。 下圖是最常用的進(jìn)行ADC 性能測試的方法。

在測試過程中，第 1 個(gè)信號發(fā)生器用于產(chǎn)生正弦波被測信號，第 2 個(gè)信號發(fā)生器用于產(chǎn)生采樣時(shí)鐘，采樣后的數(shù)字信號經(jīng) FFT 處理進(jìn)行頻譜分析和計(jì)算得到動(dòng)態(tài)指標(biāo)，經(jīng)過直方圖統(tǒng)計(jì)得到靜態(tài)指標(biāo)。

靜態(tài)指標(biāo)是對正弦波的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行幅度分布的直方圖統(tǒng)計(jì)，然后間接計(jì)算得到。 如下圖所示，理想正想波的幅度分布應(yīng)該是左面的形狀，由于非線性等的影響，分布可能會(huì)變成右邊的形狀，通過對實(shí)際直方圖和理想直方圖的對比計(jì)， 可以得出靜態(tài)參數(shù)的指標(biāo)。

以下是 DNL 和 INL 的計(jì)算公式：

動(dòng)態(tài)指標(biāo)是對正弦波的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行 FFT 頻譜分析，然后計(jì)算頻域的失真間接得到。 一個(gè)理想的正弦波經(jīng) A/D 采樣，再做后頻譜分析可能會(huì)變成如下圖的形狀。 除了主信號以外，由于ADC 芯片的噪聲和失真，在頻譜上還額外產(chǎn)生了很多噪聲、諧波和雜散，通過對這些分量的運(yùn)算，可以得到ADC 的動(dòng)態(tài)參數(shù)。

通過 FFT 頻譜分析測試動(dòng)態(tài)參數(shù)

下面是動(dòng)態(tài)參數(shù)的計(jì)算公式：

對于產(chǎn)生被測信號和采樣時(shí)鐘的信號發(fā)生器來說，為了得到比較理想的測試效果， 要求其時(shí)間抖動(dòng)(或者相位噪聲)性能要足夠小，因?yàn)椴蓸訒r(shí)鐘的抖動(dòng)會(huì)造成采樣 位置的偏差，而采樣位置的偏差會(huì)帶來采樣幅度的偏差，從而帶來額外的噪聲，從 而制約信噪比的測量結(jié)果。 下圖是時(shí)鐘或者信號抖動(dòng)引起信噪比惡化的示意圖，以 及根據(jù)信噪比要求及輸入信號頻率計(jì)算信號抖動(dòng)要求的公式。

頻譜性能術(shù)語

SNR：信噪比，是指基頻功率與除去直流及前5次諧波的噪底功率之比，有些數(shù)據(jù)手冊可能是要除掉前9次諧波。 基頻也叫信號或者載波。 SNR的單位是dBc(當(dāng)用基頻的絕對作參考時(shí)); 或者dBFS。

SFDR：無雜散動(dòng)態(tài)范圍。 SFDR是基頻功率與最高的雜散功率之比。

THD：總諧波失真。 THD是基頻功率與前5次諧波功率之比。 THD在單位通常是dBc。 與SNR類似，有的數(shù)據(jù)手冊可能取前9次諧波來計(jì)算THD。

SINAD：信號噪聲與失真。 SINAD的單位可能是dBc或者dBFS。

ENOB：有效位數(shù)。

理想SNR=6.02*n+1.76，當(dāng)n=ENOB時(shí)，理想SNR=SNR。 對于理想ADC而言，由于沒有諧波，其SINAD=SNR。

例如，設(shè)計(jì)師需要一個(gè)SINAD為75dB的ADC，則ENOB=(75-1.76)/6.02=12.2bits，那么至少要選14位甚至16位的ADC才能滿足要求。

奈奎斯特、混疊、欠采樣、過采樣和帶寬

根據(jù)奈奎斯特采樣定理，采樣時(shí)鐘頻率至少是輸入模擬信號頻率的2倍。

過采樣：采樣頻率大于信號頻率的2倍，即FIN

欠采樣：信號頻率大于奈奎斯特頻率。 此時(shí)，會(huì)導(dǎo)致混疊。

混疊并非一無是處，它可以將高頻信號混頻到低頻信號，可以省去額外的混頻器，以減少系統(tǒng)功耗和成本，但前提是必須慎重考慮頻率規(guī)劃和ADC選型。

從上圖可知，在ADC選型時(shí)，需要考慮如下兩點(diǎn)：

A：ADC滿足期望的頻率規(guī)劃

B：輸入模擬信號的帶寬小于ADC的奈奎斯特頻率

另外，ADC的帶寬還要滿足輸入模擬信號的頻率需求。

4.ADC管腳接口

一般來說，ADC包括以下6種接口：

模擬輸入

參考/共模模式

時(shí)鐘輸入

數(shù)字輸出

電源

GND

4.1模擬輸入

高速ADC通常采用差分輸入，輸入信號是180度反相的，使得信號是疊加的。 與單端輸入相比，由于消除了共模噪聲，差分信號改善了ADC的噪聲特性。 此外，差分信號還降低了偶次諧波，這是由于信號被偏移了180度，對于偶次諧波，導(dǎo)致2x180,4X180,6X180度的相移，如下圖所示

與單端信號相比，差分信號的幅度僅于等效單端信號的一半，從而差分信號具有更優(yōu)的諧波性能。 小信號使得ADC具有更寬的裕量。 一般而言，更多的裕量可以使ADC工作在線性區(qū)域，減少產(chǎn)生諧波的非線性影響。 如下圖所示：

下圖所示為雙變壓器ADC輸入接口，變壓器用于將單端信號轉(zhuǎn)換成差分信號。

單變壓器會(huì)有少量的不匹配，會(huì)產(chǎn)生偶次諧波。 第二級變壓器用于校正這種不匹配，以降低偶次諧波。 在高頻信號時(shí)，采用變壓器可以獲得較高的性能。 但是，對于基帶信號或者低頻信號，通常采用運(yùn)放驅(qū)動(dòng)ADC輸入。

4.2參考/共模模式

參考電壓和共模電壓在ADC中具有不同功能。 在許多ADC中，參考電壓和共模電壓具有相同的電平，或者有時(shí)ADC管腳會(huì)復(fù)用參考電壓和共模電壓功能。 因此，這些信號術(shù)語有時(shí)會(huì)導(dǎo)致誤解。

參考電壓決定的ADC的動(dòng)態(tài)范圍。 數(shù)據(jù)手冊通常會(huì)提供參考電壓和動(dòng)態(tài)范圍的關(guān)系。

參考電壓可以由ADC內(nèi)部生成，或者外部提供。 為了獲得數(shù)據(jù)手冊標(biāo)注的性能，需要提供正確的參考電壓。 對于外部參考，應(yīng)盡量降低外部參考電壓的直流噪聲。 參考電壓上的噪聲會(huì)直接影響ADC的SNR。

圖11中，共模電壓VCM是指輸入到差分模擬輸入信號的直流電平。 VCM用于將將差分輸入信號偏置在電源和GND的中間。

VCM有以下幾種應(yīng)用方式：

有些ADC有VCM管腳，輸出內(nèi)部產(chǎn)生的VCM

有些ADC將VREF設(shè)置成與VCM相同的電平，因此，VREF可用于生成VCM

設(shè)計(jì)師可選擇外部提供VCM

對于外部產(chǎn)生的VCM，必須保證其電平與數(shù)據(jù)手冊要求一致，錯(cuò)誤的VCM電平會(huì)降低ADC的SNR。

4.3時(shí)鐘輸入/抖動(dòng)

高速ADC通常采用差分時(shí)鐘輸入。 時(shí)鐘抖動(dòng)及斜率是影響ADC的SNR的重要因素。 時(shí)鐘抖動(dòng)對SNR的影響如下所示：

由上可知，對于理想ADC，時(shí)鐘頻率并不會(huì)影響SNR。 若不考慮時(shí)鐘抖動(dòng)，時(shí)鐘頻率達(dá)到ADC設(shè)計(jì)極限(諸如建立、保持或模擬建立時(shí)間)，從而最終導(dǎo)致SNR下降。

抖動(dòng)不變時(shí)，SNR隨輸入信號頻率增加而降低。

由上圖所示，指定時(shí)鐘抖動(dòng)時(shí)，SNR隨信號頻率增加而降低。 高頻模擬輸入信號對于時(shí)鐘抖動(dòng)有較大的誤差。 如果時(shí)鐘信號上有隨機(jī)噪聲，會(huì)表現(xiàn)在頻譜圖上。 如果時(shí)鐘信號上有確定的誤差信號，這個(gè)信號會(huì)與ADC的輸入信號混合在一起，在頻譜圖上表現(xiàn)為雜散。

設(shè)計(jì)師必須考慮時(shí)鐘抖動(dòng)的兩個(gè)重要因素。 其一是ADC的孔徑延遲，其二是外部輸入時(shí)鐘的抖動(dòng)。 這兩個(gè)因素共同產(chǎn)生的抖動(dòng)影響ADC的采樣誤差。

設(shè)計(jì)實(shí)例：

設(shè)計(jì)需求如下：

SNR=75dB

FIN=75MHz

客戶選定的ADC其孔徑抖動(dòng)=80fs

為了滿足客戶的SNR需求，客戶應(yīng)用所能容忍的最大抖動(dòng)是多少?

A：用公式3求解抖動(dòng)

B：用公式4求解外部時(shí)鐘抖動(dòng)

因此，外部輸入時(shí)鐘抖動(dòng)必須小于397fs。

下圖展示了慢時(shí)鐘沿導(dǎo)致較大的孔徑抖動(dòng)的情形。 對于正弦時(shí)鐘，增大時(shí)鐘幅度可以改善孔徑抖動(dòng)進(jìn)而提高ADC的SNR。

正弦波幅度與SNR的關(guān)系如下圖所示：

那么問題來了，如果關(guān)注時(shí)鐘上升斜坡，那為什么不直接給ADC提供方波時(shí)鐘信號? 答案是：方波時(shí)鐘確實(shí)是一個(gè)可行的ADC時(shí)鐘選擇。 但是，設(shè)計(jì)者必須在正弦和方波之間做出一系列的折衷。

其一是低抖動(dòng)方波時(shí)鐘與時(shí)鐘頻率范圍間的折衷。 對于大多數(shù)應(yīng)用，通過窄帶SAW或晶體濾波器以改進(jìn)ADC時(shí)鐘的close-in相位噪聲(抖動(dòng))。 濾波后，時(shí)鐘變成低抖動(dòng)正弦時(shí)鐘，可以直接提供給ADC。 這種方法的局限在于時(shí)鐘頻率范圍受限于濾波器帶寬。 一些公司有時(shí)鐘抖動(dòng)清除及時(shí)鐘分配芯片，這些芯片具有較好的相噪性能、方波輸出和較寬的頻率范圍，其相噪特性足以滿足系統(tǒng)需求，而不需要額外濾波器。

其二是方波時(shí)鐘與正弦時(shí)鐘在信號完整性方面的折衷。 與正弦信號相比，方波信號具有豐富的諧波，具有高頻分量。 由于信號反射及對其它信號的干擾，高頻分量會(huì)對電路設(shè)計(jì)帶來較大困難。 不管采用哪種時(shí)鐘信號，必須對電路設(shè)計(jì)著重考慮，以滿足ADC的抖動(dòng)需求。

4.4實(shí)驗(yàn)評估

ADC的實(shí)驗(yàn)評估主要包括軟件和硬件兩個(gè)方面。

ADC實(shí)驗(yàn)評估的軟件手段主要是FFT。 由于其高速及準(zhǔn)確性，F(xiàn)FT是時(shí)域到頻域變換的卓越評估工具。

要實(shí)現(xiàn)FFT，必須理解一致性、加窗和頻譜泄漏等概念。

下圖顯示了加窗和頻譜泄漏。 窗口選擇不當(dāng)會(huì)導(dǎo)致頻譜泄漏。

某些設(shè)計(jì)者需要非整數(shù)個(gè)周期。 在這些特殊情況下，由于頻譜泄漏，不能使用FFT，可以使用布萊克曼窗或者傅利葉分析。 這種方法允許采集非整數(shù)個(gè)周期信號，但是需要更多計(jì)算時(shí)間并且會(huì)對噪底計(jì)算和頻率響應(yīng)引入少量誤差。

FFT一致性定義如下：

上式中的參數(shù)需遵循以下規(guī)則：

規(guī)則1：M是奇整數(shù)。 M為整數(shù)是為了避免頻譜泄漏，奇數(shù)的要求是由于規(guī)則3。

規(guī)則2：N是2的冪。 FFT的點(diǎn)數(shù)必須是2的冪，通常是4096,8192，16384,32768或65536。 選擇N時(shí)，需要在計(jì)算時(shí)間、測量重復(fù)性等因素之間做權(quán)衡。

規(guī)則3：M和N是互質(zhì)數(shù)。 M和N互質(zhì)是為了保證采集到非重復(fù)數(shù)的樣本。 由于FFT的特性，重復(fù)樣本除了帶來額外的計(jì)算量外，并不能提供更多的有用信息。 由于N是2的冪，若限定M是奇整數(shù)，則可保證M和N互質(zhì)。

規(guī)則4：FIN與FS的分辨率須大于輸入源的最小分辨率要求。 例如，模擬輸入和時(shí)鐘源的最小分辨率為10Hz，則它們不能被設(shè)置為小于10Hz的分辨率。 在做FFT時(shí)，如果頻率分辨率小于輸入源的分辨率，會(huì)采集到非整數(shù)個(gè)周期，進(jìn)而引起頻譜泄漏。

設(shè)計(jì)實(shí)例：

需求如下：

Fin=70MHz

Fs=125Msps

分辨率為1Hz

求解M，N，F(xiàn)in，F(xiàn)s。

(1)取N=8192，M=N*Fin/Fs=4587.52，取M=4587.

(2)根據(jù)N重新計(jì)算Fs(保證分辨率為1Hz)

X=Fs/N=125M/8192=15258.789

X取整為Xnew=15258.

新的Fs=Xnew*N=15258*8192=124.993536Msps

(3)計(jì)算新的Fin

Fin=Fs*M/N=124.993536Msps*4587/8192=69.9988446MHz

ADC實(shí)驗(yàn)評估的硬件包括：

(1)時(shí)鐘源：為達(dá)到所需的抖動(dòng)要求，需通過BPF濾除close-in和寬帶噪聲

(2)模擬輸入源：為達(dá)到所需的噪聲和諧波要求，需通過BPF濾除噪聲和諧波

(3)數(shù)據(jù)采集儀：保證采集儀具有足夠的速度和存儲(chǔ)容量用于FFT處理

典型的ADC實(shí)驗(yàn)設(shè)置如下圖所示：

5.交織采樣

高端用戶通常推動(dòng)ADC SNR和采樣速度的極限。 如果當(dāng)前最高端的ADC的SNR或者采樣速度仍不能滿足用戶要求，那么交織采樣是一個(gè)可行的解決方案。

下圖所示為ADC交織采樣：

兩個(gè)ADC的模擬輸入并聯(lián)連接，采樣時(shí)鐘相差180度，從而實(shí)現(xiàn)采樣速度翻倍。 采樣速度翻倍有兩個(gè)好處，其一是提高的采樣信號帶寬，其二是交織采樣將噪底在更寬的帶寬上進(jìn)行擴(kuò)展，可將噪底降低3dB，如下圖所示：

單片ADC噪底計(jì)算公式如下：

當(dāng)多片ADC交織時(shí)，噪底計(jì)算公式如下：

兩片或多片ADC交織也帶來了另外的設(shè)計(jì)挑戰(zhàn)。 ADC之間的DC偏移的差異會(huì)在特定位置產(chǎn)生頻譜分量。 ADC之間的增益差異、INL差異和時(shí)鐘相位誤差會(huì)在時(shí)鐘和模擬輸入混頻的位置產(chǎn)生頻譜分量。

幸運(yùn)的是，這些頻譜分量的位置是已知的。 但是，但是這些誤差及誤差幅度隨溫度漂移，導(dǎo)致頻率規(guī)劃非常困難。

下圖所示為2片、3片、4片和5片ADC交織的頻譜圖，假定選用的ADC為理想14bit ADC，且偏移誤差<15LSB，增益誤差<0.3%。

由上圖可知，盡管ADC的誤差較小，但仍會(huì)造成較大的雜散響應(yīng)。

設(shè)計(jì)者需要設(shè)計(jì)相應(yīng)的經(jīng)溫度補(bǔ)償校正的模擬或數(shù)字濾波器，濾除這些雜散。

6.ADC取平均

提高單片ADC SNR性能的另一方法是對兩片或多片ADC取平均。 對兩片ADC取平均，可以將SNR提高3dB。

這種取平均技術(shù)降低了ADC之間的非相關(guān)噪聲，包括熱噪聲、內(nèi)部ADC參考噪聲或非確定孔徑時(shí)鐘抖動(dòng)。 相反地，取平均技術(shù)并不會(huì)降低了ADC之間的相關(guān)噪聲，包括ADC設(shè)計(jì)固有的失真、ADC外部時(shí)鐘和模擬輸入的通用誤差(common error)。

假定各片ADC的SNR相同，則4片取平均可將系統(tǒng)SNR提高6dB，而提高20dB需要100片ADC取平均，計(jì)算公式如下：

如前所述，孔徑時(shí)鐘抖動(dòng)是非相關(guān)噪聲源。 假定所有ADC具有相同且隨機(jī)的孔徑時(shí)鐘抖動(dòng)，下式可用于計(jì)算系統(tǒng)所能容忍的最大外部時(shí)鐘抖動(dòng)：

7.抖動(dòng)(Dithering)

ADC具有確定性和系統(tǒng)性的錯(cuò)誤，且具有重復(fù)性。 理論上， 可以通過添加一個(gè)低量級的隨機(jī)噪聲來最大限度地減少這些錯(cuò)誤。 添加低量級隨機(jī)噪聲，以改善 ADC 失真的過程稱為抖動(dòng)(Dithering)。

Dithering的要點(diǎn)如下：

Dithering可以降低諧波的水平，但是可能會(huì)有增加噪底的負(fù)面影響

諧波性能改善與信號的類型和幅度有關(guān)，在某些情況下，甚至不會(huì)有改善

為了將SNR惡化降到最低，某些Dithering技術(shù)在電路中需要隨機(jī)化的部分添加噪聲，后續(xù)又要消除這些噪聲

Dithering可以ADC外部添加，某些ADC內(nèi)置了Dithering選項(xiàng)

某些情況下，真實(shí)世界中已經(jīng)包括了足夠的表現(xiàn)為抖動(dòng)的噪聲

設(shè)計(jì)師要決定是否有必要采用Dithering。 Dithering是一項(xiàng)復(fù)雜的技術(shù)，在決定采用前必須深刻理解其內(nèi)涵。