世界各地有關(guān)降低電子系統(tǒng)能耗的各種倡議，正促使單相交流輸入電源設(shè)計人員采用更先進(jìn)的電源技術(shù)。為了獲得更高的功率級，這些倡議要求效率達(dá)到87% 及以上。由于標(biāo)準(zhǔn)反激式 （flyback） 和雙開關(guān)正激式等傳統(tǒng)電源拓?fù)涠疾恢С诌@些高效率級...要設(shè)計一個高效率的電源，就需要電源工程師牢牢掌握電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的扎實基本功?；诖耍瑸榱耸箯V大工程師對電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)能有一個比較清晰的認(rèn)識，電子發(fā)燒友網(wǎng)推出《電源設(shè)計關(guān)鍵之拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)》系列文章，以饗讀者。敬請留意后續(xù)章節(jié)。

　　一、開關(guān)電源拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)概述

　　主回路—開關(guān)電源中，功率電流流經(jīng)的通路。主回路一般包含了開關(guān)電源中的開關(guān)器件、儲能器件、脈沖變壓器、濾波器、輸出整流器、等所有功率器件，以及供電輸入端和負(fù)載端。

　　開關(guān)電源（直流變換器）的類型很多，在研究開發(fā)或者維修電源系統(tǒng)時，全面了解開關(guān)電源主回路的各種基本類型，以及工作原理，具有極其重要的意義。

　　開關(guān)電源主回路可以分為隔離式與非隔離式兩大類型。

　　1. 非隔離式電路的類型：

　　非隔離——輸入端與輸出端電氣相通，沒有隔離。

　　1.1. 串聯(lián)式結(jié)構(gòu)

　　串聯(lián)——在主回路中開關(guān)器件（下圖中所示的開關(guān)三極管T）與輸入端、輸出端、電感器L、負(fù)載RL四者成串聯(lián)連接的關(guān)系。

　　開關(guān)管T交替工作于通/斷兩種狀態(tài)，當(dāng)開關(guān)管T導(dǎo)通時，輸入端電源通過開關(guān)管T及電感器L對負(fù)載供電，并同時對電感器L充電，當(dāng)開關(guān)管T關(guān)斷時，電感器L中的反向電動勢使續(xù)流二極管D自動導(dǎo)通，電感器L中儲存的能量通過續(xù)流二極管D形成的回路，對負(fù)載R繼續(xù)供電，從而保證了負(fù)載端獲得連續(xù)的電流。

　　串聯(lián)式結(jié)構(gòu)，只能獲得低于輸入電壓的輸出電壓，因此為降壓式變換。

　　1.2. 并聯(lián)式結(jié)構(gòu)

　　并聯(lián)——在主回路中，相對于輸入端而言，開關(guān)器件（下圖中所示的開關(guān)三極管T）與輸出端負(fù)載成并聯(lián)連接的關(guān)系。

　　開關(guān)管T交替工作于通/斷兩種狀態(tài)，當(dāng)開關(guān)管T導(dǎo)通時，輸入端電源通過開關(guān)管T對電感器L充電，同時續(xù)流二極管D關(guān)斷，負(fù)載R靠電容器存儲的電能供電；當(dāng)開關(guān)管T關(guān)斷時，續(xù)流二極管D導(dǎo)通，輸入端電源電壓與電感器L中的自感電動勢正向疊加后，通過續(xù)流二極管D對負(fù)載R供電，并同時對電容器C充電。

　　由此可見，并聯(lián)式結(jié)構(gòu)中，可以獲得高于輸入電壓的輸出電壓，因此為升壓式變換。并且為了獲得連續(xù)的負(fù)載電流，并聯(lián)結(jié)構(gòu)比串聯(lián)結(jié)果對輸出濾波電容C的容量有更高的要求。

　　1.3.極性反轉(zhuǎn)型變換器結(jié)構(gòu)

　　極性反轉(zhuǎn)——輸出電壓與輸入電壓的極性相反。電路的基本結(jié)構(gòu)特征是：在主回路中，相對于輸入端而言，電感器L與負(fù)載成并聯(lián)。

　　開關(guān)管T交替工作于通/斷兩種狀態(tài)，工作過程與并聯(lián)式結(jié)構(gòu)相似，當(dāng)開關(guān)管T導(dǎo)通時，輸入端電源通過開關(guān)管T對電感器L充電，同時續(xù)流二極管D關(guān)斷，負(fù)載RL 靠電容器存儲的電能供電；當(dāng)開關(guān)管T關(guān)斷時，續(xù)流二極管D導(dǎo)通，電感器L中的自感電動勢通過續(xù)流二極管D對負(fù)載RL供電，并同時對電容器C充電；由于續(xù)流二極管D的反向極性，使輸出端獲得相反極性的電壓輸出。

　　2. 隔離式電路的類型：

　　隔離——輸入端與輸出端電氣不相通，通過脈沖變壓器的磁偶合方式傳遞能量，輸入輸出完全電氣隔離。

　　2.1. 單端正激式

　　單端——通過一只開關(guān)器件單向驅(qū)動脈沖變壓器；

　　正激——脈沖變壓器的原/付邊相位關(guān)系，確保在開關(guān)管導(dǎo)通，驅(qū)動脈沖變壓器原邊時，變壓器付邊同時對負(fù)載供電。

　　該電路的最大問題是：開關(guān)管T交替工作于通/斷兩種狀態(tài)，當(dāng)開關(guān)管關(guān)斷時，脈沖變壓器處于“空載”狀態(tài)，其中儲存的磁能將被積累到下一個周期，直至電感器飽和，使開關(guān)器件燒毀。圖中的D3與N3構(gòu)成的磁通復(fù)位電路，提供了泄放多余磁能的渠道。

　　2.2. 單端反激式

　　反激式電路與正激式電路相反，脈沖變壓器的原/付邊相位關(guān)系，確保當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通，驅(qū)動脈沖變壓器原邊時，變壓器付邊不對負(fù)載供電，即原/付邊交錯通斷。脈沖變壓器磁能被積累的問題容易解決，但是，由于變壓器存在漏感，將在原邊形成電壓尖峰，可能擊穿開關(guān)器件，需要設(shè)置電壓鉗位電路予以保護(hù)D3、N3構(gòu)成的回路。從電路原理圖上看，反激式與正激式很相象，表面上只是變壓器同名端的區(qū)別，但電路的工作方式不同，D3、N3的作用也不同。

　　2.3. 推挽（變壓器中心抽頭）式

　　這種電路結(jié)構(gòu)的特點是：對稱性結(jié)構(gòu)，脈沖變壓器原邊是兩個對稱線圈，兩只開關(guān)管接成對稱關(guān)系，輪流通斷，工作過程類似于線性放大電路中的乙類推挽功率放大器。

　　主要優(yōu)點：高頻變壓器磁芯利用率高（與單端電路相比）、電源電壓利用率高（與后面要敘述的半橋電路相比）、輸出功率大、兩管基極均為低電平，驅(qū)動電路簡單。

　　主要缺點：變壓器繞組利用率低、對開關(guān)管的耐壓要求比較高（至少是電源電壓的兩倍）。

　　2.4. 全橋式

　　這種電路結(jié)構(gòu)的特點是：由四只相同的開關(guān)管接成電橋結(jié)構(gòu)驅(qū)動脈沖變壓器原邊。

　　圖中T1、T4為一對，由同一組信號驅(qū)動，同時導(dǎo)通/關(guān)端；T2、T3為另一對，由另一組信號驅(qū)動，同時導(dǎo)通/關(guān)端。兩對開關(guān)管輪流通/斷，在變壓器原邊線圈中形成正/負(fù)交變的脈沖電流。

　　主要優(yōu)點：與推挽結(jié)構(gòu)相比，原邊繞組減少了一半，開關(guān)管耐壓降低一半。

　　主要缺點：使用的開關(guān)管數(shù)量多，且要求參數(shù)一致性好，驅(qū)動電路復(fù)雜，實現(xiàn)同步比較困難。這種電路結(jié)構(gòu)通常使用在1KW以上超大功率開關(guān)電源電路中。

　　2.5. 半橋式

　　電路的結(jié)構(gòu)類似于全橋式，只是把其中的兩只開關(guān)管（T3、T4）換成了兩只等值大電容C1、C2。

　　主要優(yōu)點：具有一定的抗不平衡能力，對電路對稱性要求不很嚴(yán)格；適應(yīng)的功率范圍較大，從幾十瓦到千瓦都可以；開關(guān)管耐壓要求較低；電路成本比全橋電路低等。這種電路常常被用于各種非穩(wěn)壓輸出的DC變換器，如電子熒光燈驅(qū)動電路中。

　　二、為什么要選擇反激拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)？

　　條件：Vin=25~125V，Vout=12.5，Iout=32

　　為什么選用反激拓?fù)洌?/p>

　　許多書籍都有提到，反激拓?fù)溥m用于150W以下功率，但是具體的原因卻很少分析，我嘗試做些解釋。從三個方面分析：開關(guān)管、磁性器件、電容。

　　初級開關(guān)管（MOSFET）。假設(shè)輸入電壓恒定為60V，情況同上。從兩個方面考慮反激、正激、半橋：選用mosfet的最大耐壓和流過mosfet的最大電流有效值。

　　可見在理想狀態(tài)下，三種拓?fù)涞牟顒e并沒有體現(xiàn)在初級mosfet的導(dǎo)通損耗上（注意半橋使用了兩個功率mosfet），開關(guān)管的另一個損耗是開關(guān)損耗，公式的推導(dǎo)見EXEL文件。假設(shè)開通關(guān)斷有相同損耗，電感量無窮大，則計算公式如下：

　　反激：

　　正激：

　　半橋：

　　從公式可以看出，在只針對一個輸入電壓點優(yōu)化的情況下，反激的開關(guān)損耗最大，正激和半橋沒有區(qū)別，這是限制反激大功率運(yùn)用的一個原因。

　　次級mosfet

　　次級mosfet都是零電壓開通關(guān)斷，不存在開關(guān)損耗

　　次級mosfet的導(dǎo)通損耗同樣限制了反激在大功率場合的運(yùn)用，mosfet體內(nèi)二極管的反向恢復(fù)同樣產(chǎn)生損耗，值得注意的是這個損耗源于次級，發(fā)生在初級mosfet，計算公式如下

　　考慮到半橋的占空比D可以是0.9，所以以上三個公式基本上沒有區(qū)別。

　　3、磁性器件。反激的變壓器等效理想變壓器和電感器的結(jié)合，不知道該如何正激和半橋的磁性器件比較，這里只討論下為什么反激變壓器中漏感的影響大。具體分析見EXEL中《磁性器件》頁面

　　4、電容。同樣關(guān)心電容的電流應(yīng)力和電壓。電壓應(yīng)力沒什么區(qū)別。

　　輸入電容電流應(yīng)力基本沒有區(qū)別，輸出電容上反激的電流應(yīng)力很糟糕，但需要注意的是，輸出電容的電流應(yīng)力與輸出電流成正比，與輸出功率并沒有直接關(guān)系，正激和半橋的輸出電容電流應(yīng)力為0是因為電感假設(shè)為無窮大，實際值與△I有關(guān)。

　　5、總結(jié)：通過以上分析，反激不適合大功率引用原因如下：

　　初級mosfet開關(guān)損耗

　　變壓器漏感導(dǎo)致的損耗

　　輸出電容電流應(yīng)力

　　上面的計算基于輸入電壓恒定為60V，但實際情況是25~125V。這個情況下，反激拓?fù)滹@示出它的優(yōu)勢，可能更恰當(dāng)?shù)恼f應(yīng)該是正激、半橋變得更加難以設(shè)計，其原因在于占空比變化過大，導(dǎo)致次級開關(guān)管電壓應(yīng)力大，同時初級mosfet的開關(guān)損耗可能超過反激

　　因為功率為400W，我考慮三個方案：全橋，雙相交錯有源嵌位正激或反激。全橋初級需要四個mosfet，且驅(qū)動要浮驅(qū)，比較難找到合適的驅(qū)動芯片;雙相交錯有源嵌位正激需要兩個N管，兩個P管，同樣有驅(qū)動芯片難找的問題;同時因為以前沒有做過反激，對反激比較感興趣，在一個以前的同事建議下選擇雙相交錯反激。后來事實證明我當(dāng)時錯誤估計了漏感的影響，導(dǎo)致了使用復(fù)雜的吸收電路。

　　三、開關(guān)電源DC/DC變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)集錦

　　給出六種基本DC/DC變換器拓?fù)?/p>

　　依次為buck，boost，buck-boost，cuk，zeta，sepic變換器

　　半橋變換器也是雙端變換器，以上是兩種拓?fù)洹?/p>

　　半橋開關(guān)管電壓應(yīng)力為輸入電壓。而且由于另外一個橋臂上的電容，具有抗偏磁能力，但是對于上面一種拓?fù)洌ǔ＿€會加隔直電容來提高抗偏磁能力。但是如果采用峰值電流控制，要注意一個問題，就是有可能會導(dǎo)致電容安秒不平衡的問題。要需要其他方法來解決。歡迎轉(zhuǎn)載，本文來自電子發(fā)燒友網(wǎng)（http://www.makelele.cn/）

　　半橋變換器可以通過不對稱控制來實現(xiàn)ZVS，也就是兩個管子交替導(dǎo)通，一個占空比為D，另外一個就為1-D.就是所謂的不對稱半橋，通常采用下面一種拓?fù)?。對于不對稱半橋可以采用峰值電流控制。

　　正激變換器

繞組復(fù)位正激變換器

LCD復(fù)位正激變換器

RCD復(fù)位正激變換器

有源鉗位正激變換器

雙管正激

吸收雙正激

有源鉗位雙正激

　原邊鉗位雙正激

軟開關(guān)雙正激

推挽變換器

無損吸收推挽變換器

推挽正激

　　推挽變換器：推挽變換器是雙端變換器。其實是兩個正激變換器通過變壓器耦合而來，基本推挽變換器好處是驅(qū)動不需隔離，變壓器雙端磁化，只要兩個開關(guān)管。但是，變壓器繞組利用率低，開關(guān)管電壓應(yīng)力為輸入兩倍，所以一般只適合低壓輸入的場合。而且有個問題就是會出現(xiàn)偏磁，所以要采用電流型控制等方法來避免。

　　如果將兩個雙管正激同樣耦合，可以構(gòu)成四開關(guān)管的推挽變換器，也就是所謂的雙雙管正激。其管子電壓應(yīng)力下降為輸入電壓。其他等同。 歡迎轉(zhuǎn)載，本文來自電子發(fā)燒友網(wǎng)（http://www.makelele.cn/）

　　推挽正激是最近出現(xiàn)的一種新拓?fù)洌ㄟ^一個電容來解決變換器漏感尖峰，偏磁等問題。在VRM中有應(yīng)用。

　　半橋變換器也是雙端變換器，以上是兩種拓?fù)洹?/p>

　　半橋開關(guān)管電壓應(yīng)力為輸入電壓。而且由于另外一個橋臂上的電容，具有抗偏磁能力，但是對于上面一種拓?fù)?，通常還會加隔直電容來提高抗偏磁能力。但是如果采用峰值電流控制，要注意一個問題，就是有可能會導(dǎo)致電容安秒不平衡的問題。要需要其他方法來解決。

　　半橋變換器可以通過不對稱控制來實現(xiàn)ZVS，也就是兩個管子交替導(dǎo)通，一個占空比為D，另外一個就為1-D.就是所謂的不對稱半橋，通常采用下面一種拓?fù)?。對于不對稱半橋可以采用峰值電流控制。

?

　　

半橋變換器

　　全橋變換器在大功率場合是最常用了，特別是移項ZVS和ZVZCS 接下去，會收集一些三電平變換器貼出來，在以后就給出boost族的 隔離變換器。..。反激變換器。..。.正反激變換器。..。..APFC.。...PPFC.。.. 單級PFC.。..。諧振變換器等。..。.

三電平變換器（three level converter）

　　選了看起來比較舒服的兩個拓?fù)?，這些三電平是半橋演化而來，同樣可以演化出多電平變換器，合適高壓輸入場合。而且可以通過全橋的移相控制方式實現(xiàn)軟開關(guān)。

四、離線LED驅(qū)動器不同的拓?fù)溥x擇

　　在考慮使用LED驅(qū)動器將AC輸入電壓轉(zhuǎn)換為用于LED負(fù)載的恒定電流源的拓?fù)鋾r，將LED應(yīng)用分為三種功率水平是有幫助的：(1)低功率應(yīng)用。要求輸入低于20W，例如燈條、R燈和白熾燈的替換品;(2)中等功率應(yīng)用。輸入最高為50W，例如天花板筒燈和L燈;(3)高功率應(yīng)用。要求輸入高于50W，例如標(biāo)牌燈或街燈。設(shè)計人員在這三種功率范圍內(nèi)面對不同的挑戰(zhàn)組合，包括成本、安裝LED驅(qū)動器的空間、效率、設(shè)計復(fù)雜性、功率因數(shù)、平均失效時間(mean-time-to-failure, MTTF)以及可靠性，上述只是諸多挑戰(zhàn)中的一些。本文將推薦在這三種基本功率范圍內(nèi)使用的基本拓?fù)湟詰?yīng)對設(shè)計挑戰(zhàn)。

　　低功率解決方案面向小尺寸照明燈應(yīng)用，這些應(yīng)用要求安裝LED驅(qū)動器的設(shè)計體積小，通過控制流過LED的電流來達(dá)到穩(wěn)定的光輻射，并具有高效率和低成本。為了符合“能源之星(Energy Star)”對于照明器具的規(guī)劃要求，對于住宅燈具的功率因數(shù)必須≥0.7，并且對于輸入功率大于5W的商業(yè)應(yīng)用，功率因數(shù)必須≥ 0.9。

　　(1)如果不需要LED驅(qū)動器隔離，降壓調(diào)節(jié)器拓?fù)渚哂凶畹偷腂OM成本，因而是可以考慮的低成本解決方案。圖1為非隔離降壓拓?fù)涫纠斯β室驍?shù)校正和調(diào)光能力，僅有一個磁性元件(一個簡單電感)和一個單一MOSFET/二極管對，用于降壓功率轉(zhuǎn)換。如果輸入電壓高于LED負(fù)載所需的輸出電壓，此拓?fù)錇樽罴堰x擇。

?

　　圖1 帶有PFC的非隔離降壓轉(zhuǎn)換器

　　在需要隔離LED驅(qū)動器時，一個好的拓?fù)溥x擇就是初級端調(diào)節(jié)(primary-side regulated，PSR)反激拓?fù)?圖2是一個PSR反激LED驅(qū)動器示例。無需次級端反饋，可以降低成本，因而此拓?fù)涞脑?shù)目較少，可以實現(xiàn)良好的恒定電流調(diào)節(jié)。控制器中可以集成MOSFET以減少BOM數(shù)目及減少印刷線路板空間。因無需使用用于次級反饋的光隔離器PSR反激的可靠性得以提高。

?

　　圖2 初級端調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換器

　　對于PSR反激拓?fù)洌贿B續(xù)導(dǎo)通模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)是首選的工作模式，因為它可以更好地調(diào)節(jié)輸出。典型波形如圖3所示。

?

　　圖3 DCM反激轉(zhuǎn)換器波形

　　當(dāng)PSR LED驅(qū)動器以恒定電壓調(diào)節(jié)模式工作時，在電感器電流放電時間Tdis期間，輸出電壓和二極管正向電壓降之和被反映至輔助線圈端。因為二極管正向電壓降隨著通過二極管的輸出電流減少而減少，在二極管放電時間Tdis的末端，輔助線圈電壓反映了輸出電壓。通過在二極管放電時間末端對輔助線圈電壓進(jìn)行采樣，獲得輸出電壓的信息。

　　當(dāng)以恒定電流調(diào)節(jié)模式工作時，使用峰值漏極電流IPEAK和電感電流放電時間Tdis可以估算輸出電流，因為在穩(wěn)定狀態(tài)下輸出電流與二極管電流的平均值相同。采用飛兆半導(dǎo)體創(chuàng)新的TRUECURRENT?技術(shù)，可以精確控制恒定電流輸出。

　　PSR拓?fù)涞男士梢赃_(dá)到85%。作為一個例子，考慮8.4W的應(yīng)用，LED驅(qū)動器的總功率損耗在85VAC輸入時測得為1.32W。損耗的支出，最大來自于變壓器，估計為0.55W，隨后是緩沖電路(如圖2所示，二極管與并聯(lián)的電阻和電容串聯(lián)，跨接在變壓器初級線圈上)，其損耗為0.31W，MOSFET的損耗為0.26W，以及輸出整流和橋式整流器一起的0.20W損耗。

　　(2)變壓器和緩沖電路通常是較主要的功率耗散組件，由于來自變壓器的漏電感，因而需要緩沖電路來防止電壓施壓在MOSFET上，假如未注意到這兩個設(shè)計方面，印刷線路板和輸入EMI濾波器也可以成為顯著的功率耗散來源。

　　總體1.32W損耗可能看起來并不是功率損耗的重要來源，但在一個低功率LED驅(qū)動器中，LED負(fù)載靠近驅(qū)動器，因而使設(shè)計發(fā)熱的是總體負(fù)載功率加上驅(qū)動器損耗。熱傳遞不會選擇強(qiáng)制冷卻氣流，因而上面引用的示例必須使用能夠從半導(dǎo)體和電氣器件中高效傳導(dǎo)8.4W功率的燈具，以便維持可靠性。假如散熱解決方案不能夠平衡這一功率并保持元件低溫，那么，使用電解電容器會減少設(shè)計的平均無故障工作時間(MTTF)。

　　中等功率解決方案仍然要求小體積設(shè)計和功率因數(shù)校正。在該功率范圍內(nèi)效率和可靠性仍然是重要的設(shè)計制約?？墒褂玫牧己猛?fù)涫菃渭壒β室驍?shù)校正反激拓?fù)?，如圖4所示。

?

　　圖4.單級PFC反激轉(zhuǎn)換器

　　單級設(shè)計減少了元件數(shù)目并且無需輸入大體積電容器，不僅節(jié)省了設(shè)計空間，而且也降低了成本。用于功率因數(shù)校正控制的反激，使用了次級反饋。采用這些中等功率反激拓?fù)湓O(shè)計，可實現(xiàn)高達(dá)84%的效率。因為拓?fù)洳捎梅醇し绞剑谠揕ED驅(qū)動器設(shè)計中，變壓器和緩沖電路仍然是主要的功耗損耗來源。在中等功率范圍中，較高的功率水平增加了緩沖電路的功率損耗，因為緩沖電路損耗與變壓器漏電感和MOSFET中峰值電流平方的乘積成比例。在該中等功率設(shè)計中，變壓器的尺寸正在增加，而且MOSFET中的峰值電流也在增加。

　　大功率解決方案關(guān)注最佳的效率和可靠性，合理的成本以及較少的BOM數(shù)目。推薦使用兩級式LED驅(qū)動器。第一級用于功率因數(shù)校正，隨后是DC-DC轉(zhuǎn)換級來調(diào)節(jié)恒定電流輸出。第一級可以采用與中等功率范圍單級PFC反激轉(zhuǎn)換器設(shè)計相同的控制器。為了在該兩級方法中減少元件數(shù)目，在第一級上，控制器集成了一些元件和特性。

　　這里推薦兩種次級DC-DC轉(zhuǎn)換器選擇：準(zhǔn)諧振反激，用于低于100W的應(yīng)用，或者LLC拓?fù)?，用于高?00W的應(yīng)用。反激方案可以達(dá)到合理的效率，相對于LLC拓?fù)溥x擇，它是不太復(fù)雜的拓?fù)?。通過降低導(dǎo)通開啟時的電容電壓，QR拓?fù)錅p少了與MOSFET輸出電容相關(guān)的開關(guān)損耗。QR拓?fù)銶OSFET軟開關(guān)也減少了EMI。然而，對于LLC拓?fù)?，較好的效率歸功于MOSFET的零電壓開關(guān)(zero voltage switching)，而且可以使用小型保持(holdup)電容器。在該兩級方法中可以實現(xiàn)高達(dá)92%的效率。圖5和圖6顯示了QR和LLC拓?fù)?。請注意圖6中的LLC電路使用了變壓器的漏電感和磁化電感以建立LLC諧振電路。

?

　　圖5 兩級PFC + QR反激示例

?

　　圖6 兩級PFC + LLC示例

　　大功率應(yīng)用通常使用多串LED。圖6顯示了使用次級控制器來平衡通過不同LED串負(fù)載的電流。

　　結(jié)論

　　本文針對三種不同功率范圍的離線LED驅(qū)動器應(yīng)用，推薦了不同的拓?fù)洹８鶕?jù)不斷增加的LED負(fù)載功率水平，提出了降壓轉(zhuǎn)換器、PFC單級反激，以及兩級PFC反激，并隨后提出了QR反激或LLC方案。每種推薦的拓?fù)浞桨付蓟诎惭bLED驅(qū)動器的可用設(shè)計空間、效率要求、可靠性、成本和設(shè)計復(fù)雜性等考慮，能夠最好地滿足上述限制條件。