針對Boost PFC變換器的關(guān)斷時間控制策略在工作模式切換時可能出現(xiàn)的交流輸入電流失真的問題，提出了一種改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略，該策略在多種工作模式下，不需要任何模式識別和控制算法，即可實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)校正，與傳統(tǒng)的關(guān)斷時間控制策略相比，能夠減小輸入電流失真，提高THD性能。

引言

隨著我國工業(yè)的發(fā)展，越來越多的非線性負(fù)荷接入電網(wǎng)，各種換流設(shè)備的使用，使電網(wǎng)的電壓波形發(fā)生畸變，造成電能質(zhì)量下降，威脅電網(wǎng)和各種用電設(shè)備的安全、經(jīng)濟(jì)運(yùn)行。為了能夠確保電網(wǎng)安全，研制出了各種PFC變換器。在結(jié)構(gòu)方面，Boost結(jié)構(gòu)的應(yīng)用相當(dāng)廣泛。因此本文便以Boost PFC變換器為基礎(chǔ)開展研究。在控制策略方面，峰值電流控制模式［1］和滯環(huán)電流控制模式［2］可使Boost電感電流很好地跟隨交流輸入電壓，然而只適用于連續(xù)導(dǎo)通模式下（Continuous Conduction Mode，CCM）；平均電流控制模式［3］可以在CCM工作模式和在斷續(xù)導(dǎo)通模式（Discontinuous Conduction Mode，DCM）下使得開關(guān)周期的平均電感電流跟隨一個正弦參考值，然而在實(shí)際應(yīng)用中，這種內(nèi)部控制環(huán)路的補(bǔ)償設(shè)計(jì)比較困難。數(shù)字控制技術(shù)也普遍用于PFC變換器中，文獻(xiàn)［4］-［5］列出了采用集中數(shù)字控制技術(shù)的Boost PFC變換器的實(shí)現(xiàn)方式，無論在CCM工作模式還是在DCM工作模式下，它們都可實(shí)現(xiàn)AC-DC功率變換器的單位功率因素校正，但是它也相應(yīng)地增加了代碼編程和系統(tǒng)電路設(shè)計(jì)的復(fù)雜性。而近年興起的新控制策略中，單周期控制［6-7］是一種簡單控制策略，大大簡化了PFC變換器的設(shè)計(jì)。關(guān)斷時間控制策略便是單周期控制策略中其中一種。當(dāng)然它也存在模式切換的問題，而傳統(tǒng)的關(guān)斷時間控制策略在模式轉(zhuǎn)變時會有較大的輸入電流失真的不足，本文在沒有工作模式檢測和控制算法改變的情況下，為了能自動地達(dá)到單位功率因數(shù)校正，為Boost PFC變換器提出了一種改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略。該控制策略可以在工作模式轉(zhuǎn)換時及時地調(diào)節(jié)功率晶體管的關(guān)斷時間，實(shí)驗(yàn)證明該策略能夠降低在工作模式轉(zhuǎn)換時的輸入電流的失真和提高THD性能。

1 專門應(yīng)用于CCM工作模式的關(guān)斷時間控制策略

DC-DC開關(guān)變換器中傳統(tǒng)的PFC控制算法，使得輸入的交流電流iIN緊密跟隨正弦交流輸入電壓vIN。在二極管全波整流橋后，Boost PFC變換器檢測整流后的正弦交流輸入電壓vRECIN作為內(nèi)部電流環(huán)路的參考。內(nèi)部電流環(huán)路具有寬帶寬，通過PWM控制或變頻控制，使得Boost變換器的電感電流iL跟隨正弦交流輸入電壓vRECIN。然而從另一個角度看，如果交流輸入端的等效阻抗ZIN為電阻特性，就可以實(shí)現(xiàn)PFC［6］。在整個交流工頻周期內(nèi)，CCM工作模式下，雖然每個開關(guān)周期內(nèi)Boost電感沒有嚴(yán)格地遵守伏-秒平衡定律，但由于Boost變換器的開關(guān)頻率通常比交流工頻頻率高約幾百倍，因此這個伏-秒平衡的誤差可以忽略不計(jì)。因此，在CCM運(yùn)行模式下，Boost PFC變換器的輸入阻抗可以近似地用式（1）表示。

其中D是功率管開關(guān)信號占空比，TS是開關(guān)周期時間。輸出電壓VOUT的直流分量被外部的電壓環(huán)路很好地控制，大量的電解電容用于存儲能量，降低紋波，同時消除二次諧波，VOUT的大小可以近似地當(dāng)作一個常數(shù)。因此，如果將等效于整流后的輸入電流iRECIN的Boost電感電流iL控制成和關(guān)斷時間TOFF成比例關(guān)系，那么等效輸入阻抗ZIN就是一個恒定的電阻，這就意味著可以獲得單位功率因數(shù)校正［9-10］。

為了實(shí)現(xiàn)這種關(guān)斷時間的控制策略，圖1顯示了Boost PFC變換器的一種簡化電路。二極管整流橋?qū)⒄医涣鬏斎腚妷簐IN整流為正的交流電壓vRECIN。Sensing Gain SNS電路檢測Boost電感電流iL，其中電流檢測信號viL的開關(guān)紋波可以很容易地被一個很小的RC濾波器濾掉。它連接到比較器的負(fù)輸入端，作為內(nèi)部電流環(huán)路的參考值，用來調(diào)制關(guān)斷時間。鋸齒波發(fā)生器由接地的開關(guān)Q2、參考電容CREF和電壓控制電流源iREF（增益gmREF受反饋回路和補(bǔ)償回路控制）組成。開關(guān)Q2與主開關(guān)Q1同相位，所以在Q1關(guān)斷期間內(nèi)，鋸齒波發(fā)生器輸出鋸齒波電壓VSAW。VSAW在Q1關(guān)斷期間上升，當(dāng)鋸齒波電壓VSAW等于電流檢測信號viL時，通過R-S觸發(fā)器打開開關(guān)Q1，關(guān)斷時間結(jié)束。固定頻率的時鐘信號也決定了Q1關(guān)斷的起始時間和開關(guān)頻率。外部電壓環(huán)路是一個閉環(huán)，它通過補(bǔ)償電路的輸出VC來成比例地控制電流源iREF。由于電壓環(huán)路的帶寬低，因此VC在半個工頻周期內(nèi)是恒定的。內(nèi)部電流環(huán)路的穩(wěn)態(tài)關(guān)系可以用式（2）表示。這意味著Boost電感電流iL與開關(guān)關(guān)斷時間TOFF成正比。在式（1）中代入式（2），輸入阻抗ZIN變?yōu)槭剑?）所示的常數(shù)值，這意味著獲得了單位功率因數(shù)校正。圖2顯示了采用該控制策略的300 W CCM Boost PFC變換器的仿真波形。

雖然這種關(guān)斷時間控制策略非常簡單，其原理和方法也可以進(jìn)一步擴(kuò)展其他PFC拓?fù)潆娐罚鲜龇治龅幕炯僭O(shè)前提條件，決定了它的限制性：必須工作在CCM模式。隨著輸出負(fù)載電流的減少，Boost PFC變換器會進(jìn)入DCM模式下工作。因此，在實(shí)際應(yīng)用中，必須面對混合導(dǎo)通模式（Mixed Conduction Mode，MCM）進(jìn)行分析［11-12］。眾所周知，DCM工作模式下Boost變換器的理想轉(zhuǎn)換比VOUT/VIN不僅由占空比D決定，而且由輸出負(fù)載RLOAD決定。因此式（1）不能直接用于估算輸入阻抗，交流輸入電流失真變得嚴(yán)重，難以滿足電源變換器應(yīng)用的THD要求。如果Boost PFC變換器在DCM中還采用此關(guān)斷時間控制策略，則輸入電流iL的理論估計(jì)可以用式（4）表示。圖3示出了DCM模式下的電流iL與理想正弦曲線之間的歸一化比較。

其中LB是Boost電感感值，VC由輸出功率決定。

2 應(yīng)用于MCM模式的改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略

根據(jù)上述分析，對于在整個輸出負(fù)載范圍內(nèi)對THD性能沒有嚴(yán)格要求的一些消費(fèi)電子應(yīng)用中，使用這種關(guān)斷時間控制策略是適合的。然而，這種關(guān)斷時間控制策略明顯不能用于電動汽車充電器等工業(yè)級應(yīng)用。為了克服DCM工作模式下的缺點(diǎn)，本文推出了一種改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略，它可以在MCM工作模式下，不需要任何工作模式的識別，也不需要任何控制策略的改變。按照前述的想法，為適合于MCM工作模式，電壓變換比例方程應(yīng)該被修正。MCM工作模式下的Boost電感電流波形如圖4所示。其中TON是主開關(guān)功率管Q1的導(dǎo)通時間，TOFF是主開關(guān)功率管Q1的關(guān)閉時間，TDON是DCM中的Boost二極管的導(dǎo)通時間。顯然，在CCM和邊界導(dǎo)通模式（Boundary Conduction Mode，BCM）工作模式下，TDON=TOFF。因此，MCM工作模式下，電壓變換比例方程可以用式（5）表示，然后可以推導(dǎo)出輸入阻抗式（6）。

仍然采用如圖1所示的關(guān)斷時間發(fā)生電路，把式（2）帶入式（6）中，得到式（7）。可以看出，式（7）對于CCM工作模式是有效的，只要TDON=TOFF，它就變?yōu)槭剑?）。其次，為了在MCM工作模式下獲得恒定的輸入阻抗，最簡單的方法是用式（8）中表示的系數(shù)K來調(diào)制VC。調(diào)制后的VCM用來控制電流源IREF以產(chǎn)生關(guān)斷時間。這就是改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略的主要原理，對于MCM工作模式下的Boost PFC變換器，可以實(shí)現(xiàn)單位功率因素校正。

為了在Boost PFC變換器實(shí)現(xiàn)該改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略，圖5顯示了其簡化電路。調(diào)制器K模塊用模擬電路方式實(shí)現(xiàn)，如圖6所示，其中幾個小的R-C濾波器用來去除開關(guān)頻率紋波（請注意，這里如果使用數(shù)字方式控制電路可以比模擬電路方式更容易地實(shí)現(xiàn)VC調(diào)制）。圖7顯示了Boost PFC變換器在MCM工作模式下，采用改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略的仿真波形。圖8顯示了改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略可以大大減小MCM工作模式下輸入電流的失真。兩種控制策略的諧波分布的比較圖如圖9所示。采用改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略，在MCM工作模式下，THD性能得到了明顯的提升。

3 結(jié)論

本文提出了一種改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略，以簡化Boost PFC變換器的設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)。無論在什么樣的工作模式中，在關(guān)斷時間內(nèi)，通過電壓轉(zhuǎn)換方程成比例地調(diào)制交流輸入電流，可以獲得單位功率因數(shù)校正。采用這種改進(jìn)的關(guān)斷時間控制策略，與傳統(tǒng)的關(guān)斷時間控制策略相比，具有更小的輸入電流失真和更小的THD值。