為了進(jìn)一步降低成本，H橋PFC由原來的光耦隔離驅(qū)動電路改為采用高壓浮驅(qū)芯片的電路，頻繁出現(xiàn)PFC炸機(jī)的情況，對此，對這個驅(qū)動電路進(jìn)行分析，同時尋找解決措施。

1. 問題的現(xiàn)象描述：

為了進(jìn)一步降低成本，H橋PFC由原來的光耦隔離驅(qū)動電路改為采用高壓浮驅(qū)芯片的電路。

1. 用IRS21850浮驅(qū)芯片，在起機(jī)的過程中會出現(xiàn)異常的高電平，有一定概率導(dǎo)致PFC炸機(jī)。

2. 用FAN73711浮驅(qū)芯片，在起機(jī)時沒有發(fā)現(xiàn)異常的高電平現(xiàn)象，基本能夠正常工作，但是在更加惡劣的工作狀態(tài)下會發(fā)生炸機(jī)，比如在源跳變時會發(fā)生PFC炸機(jī)。

圖1 PFC主電路圖

圖2 PFC驅(qū)動電路

1.1. 問題1原因分析

采用IRS21850浮驅(qū)芯片，起機(jī)時出現(xiàn)異常高電平現(xiàn)象。

圖3 通道1 為驅(qū)動芯片輸入（PIN2）波形，通道2為VS-COM的電壓波形，通道3為驅(qū)動芯片輸出（PIN7）的電壓波形。

圖4 通道1 為驅(qū)動芯片輸入（PIN2）波形，通道2為VS-COM的電壓波形，通道3為驅(qū)動芯片輸出（PIN7）的電壓波形，通道4為輸入電壓波形。

我們做了以下實驗：

這個異常的高電平現(xiàn)象總是出現(xiàn)在交流輸入的正半波的最高值，并且只出現(xiàn)一次，起機(jī)運行后一直不會出現(xiàn)這個現(xiàn)象。

換成FAN73711后沒有出現(xiàn)這個現(xiàn)象。

170V以下空載起機(jī)不會出現(xiàn)這個問題，180V以上起機(jī)會出現(xiàn)這個現(xiàn)象。（感謝關(guān)注公眾號：硬件筆記本）

當(dāng)170V以下空載起機(jī)，其占空比相對較大，180V以上起機(jī)占空比相對較小。

驅(qū)動做RC削波處理后，空載起機(jī)一直沒有出現(xiàn)這個現(xiàn)象。

驅(qū)動做RC削波處理后，其占空比會相對較大。

用二極管鉗位或者二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管鉗位的方式，可以消除這個現(xiàn)象。

后來跟IR公司的FAE溝通后，他們解釋為這種浮驅(qū)芯片有最小脈寬的要求，當(dāng)輸入脈寬低到一定程度，會導(dǎo)致芯片內(nèi)部丟失關(guān)斷信號，導(dǎo)致一直處于高電平狀態(tài)，這是由于芯片內(nèi)部有消隱電路，脈寬太小，會導(dǎo)致上升沿或下降沿信號丟失，IR的FAE推薦最小脈寬最好高于400ns.

因此這顆芯片不適合在我們這種電路上使用。

1.1. 問題2原因分析

問題2：用FAN73711浮驅(qū)芯片，在起機(jī)時沒有發(fā)現(xiàn)異常的高電平現(xiàn)象，基本能夠正常工作，但是在更加惡劣的工作狀態(tài)下會發(fā)生炸機(jī)，比如在源跳變時會發(fā)生PFC炸機(jī)。

經(jīng)過與Fairchild公司的FAE溝通，他們認(rèn)為這個芯片沒有窄脈寬的問題。FAN73611也有跟IRS21850的問題，但是FAN73711在窄脈寬的問題上做了改進(jìn)，因此不會出現(xiàn)跟IRS21850類似的窄脈寬問題。（感謝關(guān)注公眾號：硬件筆記本）

排除了窄脈寬引起的問題，那么源跳變時為什么PFC電路會發(fā)生炸機(jī)的問題呢？

查閱Fairchild公司關(guān)于高壓浮驅(qū)芯片的用戶手冊，在以下兩個情況下，芯片內(nèi)部寄生二極管D_BS或D_BCOM前向或反向?qū)ǎ瑫?dǎo)致寄生SCR閉鎖，造成輸出異常。

Fairchild高壓浮驅(qū)芯片設(shè)計和使用準(zhǔn)則：

產(chǎn)生PFC炸機(jī)的原因很可能是VS-COM出現(xiàn)較高的負(fù)壓的現(xiàn)象，導(dǎo)致芯片內(nèi)部寄生二極管導(dǎo)通，芯片出現(xiàn)閉鎖效應(yīng)，出現(xiàn)長時間高電平現(xiàn)象，PFC炸機(jī)。

圖5 VS-COM的電壓波形

交流正半周VS-COM之間的電壓不發(fā)生抖動，被慢速二極管鉗位到母線電容的地。而在交流負(fù)半周，VS-COM之間的電壓有高頻抖動，對應(yīng)于PFC的驅(qū)動。

圖6 VS-COM之間的電壓波形，展開后的VS-COM之間的電壓波形

2. VS-COM之間產(chǎn)生負(fù)壓的原因

VS-COM之間負(fù)壓如何產(chǎn)生的？

圖7 交流輸入正半周，MOS管關(guān)斷換流期間產(chǎn)生負(fù)壓的機(jī)理

AC交流輸入正半周，MOS管關(guān)斷換流期間，AGND_DRV與AGND之間存在負(fù)壓，這是由于器件的寄生電感和PCB走線的寄生電感，在高di/dt的情況下產(chǎn)生了負(fù)壓。上面的圖示中，L1為Q2的寄生電感，L2為D2的寄生電感，L3為PCB走線的寄生電感，關(guān)斷時刻產(chǎn)生的電壓方向如上圖所示。

穩(wěn)態(tài)時：Vvs-com=VQD2 - VD2

換流時：Vvs-com=VQD2 - VD2 - L1*dIL1/dt - (L2+L3)*dil2/dt

圖8 交流輸入負(fù)半周，MOS管關(guān)斷換流期間產(chǎn)生負(fù)壓的機(jī)理

AC交流輸入負(fù)半周，MOS管關(guān)斷換流期間，AGND_DRV與AGND之間存在負(fù)壓，這是由于器件的寄生電感和PCB走線的寄生電感，在高di/dt的情況下產(chǎn)生了負(fù)壓。上面的圖示中，L1為Q1的寄生電感，L2為D4的寄生電感，L3為PCB走線的寄生電感，關(guān)斷時刻產(chǎn)生的電壓方向如上圖所示。

穩(wěn)態(tài)時：Vvs-com=VQD1 - VD4

換流時：Vvs-com=VQD1 - VD4 - L1*dIL1/dt - (L2+L3)*dil2/dt

因此可以歸納總結(jié)出在負(fù)壓產(chǎn)生的時刻是MOS關(guān)斷換流的時候產(chǎn)生的。

在短路或者動態(tài)，較大的電流變化率時，將產(chǎn)生足夠大的負(fù)壓，超過VS-COM之間可以承受的負(fù)壓范圍，此時芯片會發(fā)生失效。（感謝關(guān)注公眾號：硬件筆記本）

FAN73711芯片正常工作條件下，VS腳可以承受的負(fù)壓范圍如下圖。

圖9 VS腳的SOA工作區(qū)

3. 如何解決VS-COM的負(fù)壓問題

由于負(fù)壓的大小比較難以測試準(zhǔn)確，因此，我們通過驗證的方式，來檢驗措施的可行性。

1. 增加PFC驅(qū)動電路的驅(qū)動電阻，降低di/dt，以減小寄生電感產(chǎn)生的負(fù)壓尖峰。

我們將PFC驅(qū)動電阻由原來的3.75ohm改為10ohm，測試85V~290V 1000W源跳變，PFC MOS依然會炸機(jī)。

2. 在VS-COM之間加RC吸收，R為3個18ohm電阻，C為1個100pF，發(fā)現(xiàn)沒有太大效果，源跳變依然會出問題。

3. D101和D102由原來的快恢復(fù)二極管改為SIC二極管，沒有效果，源跳變依然會炸機(jī)。

4. D101-1和D102-2并聯(lián)10nF金膜電容，沒有效果，源跳變依然會炸機(jī)。

5. 在VS-COM之間加鉗位二極管（編碼為15010247），有效果，測試85V~290V 1000W源跳變不會出現(xiàn)炸機(jī)的問題。

6. 在VS-COM之間加二極管并聯(lián)3.3V穩(wěn)壓管，有效果，測試85V~290V 1000W源跳變不會出現(xiàn)炸機(jī)的問題。

圖13 使用二極管鉗位的方案

圖14 使用二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管鉗位方案

值得注意的是：鉗位吸收的擺放的位置非常關(guān)鍵，影響到吸收的效果。

圖15 鉗位二極管的擺放位置

將二極管的陽極放在1的位置時，源跳變還是會炸機(jī)，移動到2時就不會出現(xiàn)問題。

雖然位置1和位置2是在同一個PCB網(wǎng)絡(luò)上，但是位置1~2之間有走主功率電流，如果將吸收電路放在位置1，只能吸收一部分的主功率回路產(chǎn)生的負(fù)壓尖峰；放在位置2，能夠完全吸收整個功率回路產(chǎn)生的負(fù)壓尖峰。因此應(yīng)該將吸收的位置放在2的位置。

關(guān)于吸收擺放的位置，我們還做了一個實驗，就是將吸收電路放在驅(qū)動芯片的根部，即驅(qū)動芯片VS腳和COM腳，也能達(dá)到同樣的效果，源跳變不會發(fā)生炸機(jī)。（感謝關(guān)注公眾號：硬件筆記本）

另外，由于PCB上的Vb和Vs腳之間的解耦電容放置得很遠(yuǎn)，較大的擾動下可能導(dǎo)致Vb產(chǎn)生負(fù)壓，使得芯片失效，因此建議在靠近Vb和Vs腳之間增加一個1uF的解耦電容。

4. 測試芯片VS-COM之間的電壓是否超標(biāo)

圖16 VS-COM的電壓波形，53.5V 37.4A，未加鉗位二極管吸收

圖17 VS-COM電壓波形，180V~280V源跳變 1605W，加鉗位二極管吸收

圖18 VS-COM電壓波形，180V~280V源跳變 1605W，未加鉗位二極管吸收

從圖17和圖18可以發(fā)現(xiàn)，加了鉗位吸收后，源跳變時的負(fù)壓有所減小。

圖19 VS-COM電壓波形，85Vac~290Vac 1000W源跳變，未加二極管鉗位出現(xiàn)炸機(jī)

圖20 VS-COM電壓尖峰，85Vac~290Vac 1000W源跳變，未加二極管鉗位出現(xiàn)炸機(jī)

未加鉗位吸收電路，85Vac~290Vac 1000W源跳變，出現(xiàn)炸機(jī)的現(xiàn)象，圖19和圖20是最后炸機(jī)的波形，可以看出正半周時負(fù)壓已經(jīng)達(dá)到35.8V，這就是導(dǎo)致驅(qū)動芯片異常的原因，導(dǎo)致驅(qū)動異常，PFC炸機(jī)。

5. 鉗位二極管電流波形測試

圖21 使用二極管鉗位，二極管上的電流波形，53.5V 37.4A 2A/div

圖22 使用二極管鉗位，二極管上的電流波形(綠色通道)，紅色通道為驅(qū)動波形，53.5V 37.4A 2A/div

圖23 使用二極管鉗位，二極管上的電流波形(綠色通道)，紅色通道為驅(qū)動波形，53.5V 37.4A 2A/div

6. 二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管鉗位電流波形測試

圖24 使用二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管鉗位，二極管上的電流波形，53.5V 37.4A 200mA/div

圖25使用二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管，二極管上的電流波形，53.5V 37.4A 200mA/div

7. 穩(wěn)壓二極管的選擇

圖26 滿載條件下，用示波器計算穩(wěn)壓管上的平均電流

圖27 滿載條件下，用示波器計算穩(wěn)壓管上的平均電流

測試時我們用的穩(wěn)壓管為3.3V SOT-23封裝的穩(wěn)壓管，穩(wěn)壓管的選擇需要滿足兩個條件，平均功耗和瞬時功耗（瞬時電流）。

看波形，平均功耗大約100mw,瞬時功耗大約3、4W，瞬時電流大約1A。

選SOT-23基本可以滿足要求，但1A的瞬時電流比較懸，這種封裝的鍵合線耐受的電流峰值也就在1A到數(shù)A，物品部建議選擇SOD123封裝的器件比較保險，可以滿足要求并且有一定裕量。

8. PFC驅(qū)動電路可靠性測試

通過二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管鉗位吸收后，為了驗證其可靠性，我們分別作了高低溫源跳變和極限ATE測試。

測試項目包括：環(huán)溫-20度85V~290V 1000W源跳變 2小時，-20度 176V~290V 2000W源跳變2小時，55度85V~290V 1000W源跳變2小時，55度176V~290V 2000W源跳變2小時，測試均能通過，模塊不損壞。

用另一臺模塊進(jìn)行極限ATE測試時，驅(qū)動芯片發(fā)生損壞，經(jīng)過分析是由于芯片靠近VB和VS腳之間沒有加1uF的解耦電容，導(dǎo)致芯片損壞，增加這個解耦電容后，重新進(jìn)行極限ATE測試，模塊沒有損壞。

總結(jié)

H橋PFC驅(qū)動采用FAN73711的方案，由于VS-COM之間主功率走線通過了MOS管和整流橋，走線相對較長，導(dǎo)致寄生電感比較大，MOS管關(guān)斷時存在負(fù)壓的尖峰，超過了芯片VS腳的安全工作電壓，導(dǎo)致驅(qū)動芯片異常。（感謝關(guān)注公眾號：硬件筆記本）通過在VS-COM之間加鉗位二極管或者鉗位二極管串聯(lián)穩(wěn)壓管，具有一定的效果，經(jīng)過測試，源跳變不會發(fā)生炸機(jī)。另外，由于PCB的Vb-Vs腳的解耦電容相對較遠(yuǎn)，對芯片的抗干擾能力也有影響。

審核編輯：黃飛

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