摘 要：

如今配電網(wǎng)的電力電子化趨勢日益明顯，因此超高次諧波對配電網(wǎng)各種元件的影響引起了人們的重視，而超高次諧波產(chǎn)生的根源在于諧波源中的電力電子器件采用了脈寬調(diào)制技術(shù)。鑒于此，從拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制方式、控制策略出發(fā)，建立了能反映實際工作負(fù)荷超高次諧波特性的諧波源模型，并以此為基礎(chǔ)建立了超高次諧波有源配電網(wǎng)仿真模型。

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引言

隨著配電網(wǎng)的電力電子化程度越來越高，超高次諧波的發(fā)射特性以及傳遞特性逐漸引起了人們的關(guān)注[1]。因為超高次諧波產(chǎn)生的根源，在于諧波源中電力電子裝置采用了脈寬調(diào)制技術(shù)。脈寬調(diào)制信號的產(chǎn)生涉及電力電子裝置控制系統(tǒng)[2-3]，所以超高次諧波源的時域模型搭建需要關(guān)注其內(nèi)部電力電子裝置的控制系統(tǒng)和脈寬信號生成電路。

實際電網(wǎng)中，超高次諧波發(fā)生源眾多，每種超高次諧波源都可能有自己獨特的控制方式，例如電動汽車充電機等超高次諧波源的控制方式和脈寬調(diào)制信號產(chǎn)生方式都不同[4]。對于同一種典型超高次諧波源，也存在不同的控制方式和脈寬調(diào)制方式，例如一部分光伏逆變器采用電壓外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的雙閉環(huán)控制，一部分光伏逆變器則采用功率外環(huán)、電流內(nèi)環(huán)的控制方式[5]。而對于脈寬調(diào)制信號生成電路，則主要有正弦脈寬調(diào)制（SPWM）和空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）。

因此，要實現(xiàn)有源配電網(wǎng)超高次諧波的準(zhǔn)確分析，首先就需要建立能反映實際工作負(fù)荷超高次諧波特性的各種典型諧波源模型。

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時域仿真建模方法

1.1 建立單個模型

以CRH1型動車為例，確定其超高次諧波源發(fā)生裝置拓?fù)鋱D后，建立仿真電路主電路，如圖1所示。

控制系統(tǒng)的建立需要用到多種模塊，其中重要模塊的原理和功能如下：

單相鎖相環(huán)：利用信號過零檢測原理，實時測量輸入信號的頻率和角度，實現(xiàn)另一信號頻率和角度的實時調(diào)制。一般在電力系統(tǒng)中，鎖相環(huán)輸入為電壓，而另一信號為電流，利用鎖相環(huán)，可以動態(tài)調(diào)整電流頻率和相角，實現(xiàn)電流對電壓的實時跟蹤。

延時模塊：控制系統(tǒng)的輸入來自于對主電路的測量值，實際系統(tǒng)中信號的測量傳輸再到控制系統(tǒng)的處理是需要一定時間的，而仿真電路中不存在該問題，所以在控制電路中加入一個延時模塊來模擬實現(xiàn)系統(tǒng)的延時特性。

建立的控制系統(tǒng)仿真圖如圖2所示。

CRH1型動車都采用正弦脈寬調(diào)制（PWM），單相脈寬調(diào)制電路結(jié)構(gòu)較為簡單，仿真模型如圖3所示。

其中Triangle模塊是載波發(fā)生器，可以設(shè)置不同頻率，而載波的頻率則會決定動車變流器產(chǎn)生的超高次諧波頻率。

建立單個電動汽車充電機時域仿真模型的方法與動車模型的建立較為相似，需要依次建立主電路、控制電路、脈寬調(diào)制電路和完整電路分析模型。在模型搭建并完成測試后，將其進(jìn)行封裝，作為模塊備用。

1.2 建立組合模型

對于動車來說，將單個模型組合起來，需要完成各系統(tǒng)間的銜接，并在仿真系統(tǒng)相應(yīng)節(jié)點增加測量裝置和顯示模塊。

而對于電動汽車，單個的電動汽車充電機組不會直接接入電網(wǎng)，需要按照常規(guī)電動汽車充電站的充電機配置臺數(shù)以及連接方式建立電動汽車充電站時域仿真模型，不同區(qū)域的電動汽車充電站能提供的最大功率不同，站內(nèi)裝置的連接方式也有區(qū)別，但工作原理都較為一致，一般可選用功率適中且實際較為常用的電動汽車充電站來進(jìn)行建模研究。電動汽車充電站內(nèi)裝置連接示意圖如圖4所示。

圖4中每個充電樁包含兩臺充電機，單臺變壓器容量為0.5 MVA。

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仿真分析方法

2.1 拓?fù)浜喕?/p>

時域仿真時，隨著網(wǎng)絡(luò)的增大，程序運行時間將大量增加，因此建模時應(yīng)合理簡化裝置拓?fù)?。超高次諧波源建模采用簡化分析法，將超高次諧波源裝置內(nèi)與諧波特性無關(guān)的元件作等效處理。例如，CRH1型動車逆變電路與整流電路間有直流穩(wěn)壓電路，所以逆變電路不影響網(wǎng)側(cè)諧波含量，將其等效為一個電阻性負(fù)載。簡化前后的動車變流器如圖5所示。

2.2 元件等效法

進(jìn)行時域建模時，仿真軟件可能不存在所需模塊，這時需要進(jìn)行模型開發(fā)。例如，電動汽車功率變換電路和電動汽車蓄電池用非線性時變電阻Rc來等效，但仿真軟件無時變電阻模塊，此時可根據(jù)實際電阻曲線（圖6）建立等效時變電阻模型（圖7）。

2.3 蒙特卡洛法

對于電動汽車充電站，其內(nèi)部的電動汽車充電樁工作狀態(tài)不確定，受多種因素影響。為了更準(zhǔn)確地對電動汽車充電站的諧波發(fā)射特性進(jìn)行研究，需模擬站內(nèi)電動汽車充電樁的啟停狀態(tài)。通過對電動汽車充電站各時段內(nèi)充電樁工作狀態(tài)的統(tǒng)計，可以得到各時段內(nèi)電動汽車充電樁工作臺數(shù)的概率密度函數(shù)，因此可以利用蒙特卡洛法仿真模擬各電動汽車充電樁的開關(guān)狀態(tài)。例如，將Matlab中生成蒙特卡洛信號的m文件作為仿真模型準(zhǔn)備程序，生成的開關(guān)信號將直接作用在開關(guān)控制器上，控制開關(guān)狀態(tài)。圖8是開關(guān)元件，圖9為利用蒙特卡洛法生成的開關(guān)信號。

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仿真模型搭建

CRH1型動車完整模型搭建如圖10所示。

注：整流器開關(guān)頻率f=450Hz，直流電壓Ud=1650V，直流支撐電容Cd=14mF，變壓器一次側(cè)電壓U1N=27.5kV，二次側(cè)電壓U2N=900V，牽引負(fù)荷P=5500kW，濾波電感L2=0.359mH，濾波電容C2=7.06mF，網(wǎng)側(cè)電感L1=2 mH。

電動汽車充電機完整模型搭建如圖11所示。

圖中開關(guān)頻率f=5050Hz，網(wǎng)側(cè)電感L=5mH，直流電容C=3mF，額定功率P=10 kW。

按照IEEE拓?fù)鋱D搭建超高次諧波有源配電網(wǎng)仿真模型，結(jié)果如圖12所示。

注：1代表小型發(fā)電機，發(fā)電機所發(fā)功率注入35 kV電網(wǎng)；2代表超高次諧波源，其中光伏發(fā)電站與網(wǎng)絡(luò)中的發(fā)電機共同為配電網(wǎng)供電；3代表配電網(wǎng)中一般性負(fù)荷，按照IEEE 14節(jié)點參數(shù)進(jìn)行各負(fù)荷節(jié)點的功率配置；4為超高次諧波變壓器，整個配電網(wǎng)線路中共計有3臺變比為35/10.5 kV的變壓器；5表示該處的線路的分布式參數(shù)模型。

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結(jié)語

本文提出了一種能夠反映實際工作負(fù)荷超高次諧波特性的各種典型諧波源的時域模型建模方法，建立了考慮拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)制方式、控制策略的超高次諧波源模型，并利用蒙特卡洛法模擬電力電子化配電網(wǎng)中超高次諧波源的運行工況和配電網(wǎng)運行方式，建立了超高次諧波有源配電網(wǎng)的仿真模型。

審核編輯 ：李倩