零中頻（ZIF）架構(gòu)從無(wú)線電的早期就已經(jīng)存在。如今，ZIF 架構(gòu)幾乎可以在所有消費(fèi)無(wú)線電中找到，無(wú)論是電視、手機(jī)還是藍(lán)牙技術(shù)。這種廣泛采用的關(guān)鍵原因是，它一次又一次地被證明可以提供任何無(wú)線電技術(shù)中成本最低、功耗最低、占用空間最小的解決方案。從歷史上看，此體系結(jié)構(gòu)一直被要求高性能的應(yīng)用程序所保留。然而，隨著我們周圍對(duì)無(wú)線的需求不斷增長(zhǎng)以及頻譜的迅速擁擠，為了繼續(xù)在支持我們無(wú)線需求的基礎(chǔ)設(shè)施中經(jīng)濟(jì)地部署無(wú)線電，需要進(jìn)行變革。當(dāng)代零中頻架構(gòu)可以滿足這些需求，因?yàn)橥ǔＥc這些架構(gòu)相關(guān)的許多損傷已經(jīng)通過(guò)過(guò)程、設(shè)計(jì)、分區(qū)和算法的組合得到解決。ZIF 技術(shù)的新進(jìn)展挑戰(zhàn)了當(dāng)前的高性能無(wú)線電架構(gòu)，并推出了具有突破性性能的新產(chǎn)品，以實(shí)現(xiàn)以前 ZIF 無(wú)法企及的新應(yīng)用。本文將探討ZIF架構(gòu)的諸多優(yōu)勢(shì)，并介紹它們?yōu)闊o(wú)線電設(shè)計(jì)帶來(lái)的新的性能水平。

無(wú)線電工程師的挑戰(zhàn)1

當(dāng)今的收發(fā)器架構(gòu)師面臨著越來(lái)越多的需求的挑戰(zhàn)，這些需求是由我們對(duì)無(wú)線設(shè)備和應(yīng)用不斷增長(zhǎng)的要求驅(qū)動(dòng)的。這導(dǎo)致持續(xù)需要訪問(wèn)更多帶寬。

多年來(lái)，設(shè)計(jì)師已經(jīng)從單載波無(wú)線電轉(zhuǎn)向多載波無(wú)線電。當(dāng)頻譜在一個(gè)頻段中被完全占用時(shí)，將分配新的頻段;現(xiàn)在必須提供40多個(gè)無(wú)線頻段。由于運(yùn)營(yíng)商在多個(gè)頻段擁有頻譜，并且必須協(xié)調(diào)這些資源，因此趨勢(shì)是載波聚合，載波聚合導(dǎo)致多頻段無(wú)線電。這一切都導(dǎo)致更多的無(wú)線電，具有更高的性能，需要更好的帶外抑制，改善輻射和更低的功耗。

雖然對(duì)無(wú)線的需求正在迅速增加，但功率和空間預(yù)算卻沒(méi)有。事實(shí)上，隨著節(jié)約電力和空間的需求不斷增加，減少碳足跡和物理足跡都非常重要。為了實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)，需要對(duì)無(wú)線電架構(gòu)和分區(qū)有一個(gè)新的視角。

集成

為了增加特定設(shè)計(jì)中的無(wú)線電數(shù)量，必須減小每個(gè)無(wú)線電的占用空間。傳統(tǒng)的方法是逐步將越來(lái)越多的設(shè)計(jì)集成到一塊硅片上。雖然從數(shù)字角度來(lái)看這可能是有意義的，但為了集成而集成模擬功能并不總是有意義的。其中一個(gè)原因是無(wú)線電中的許多模擬功能無(wú)法有效集成。例如，傳統(tǒng)的IF采樣接收器如圖1所示。IF采樣架構(gòu)有四個(gè)基本階段：低噪聲增益和RF選擇性、頻率轉(zhuǎn)換、IF增益和選擇性以及檢測(cè)。為了提高選擇性，通常使用SAW濾波器。這些器件無(wú)法集成，因此必須脫離片外。雖然RF選擇性由壓電或機(jī)械器件提供，但偶爾LC濾波器用于IF濾波器。雖然LC濾波器偶爾會(huì)集成在單片結(jié)構(gòu)上，但濾波器性能（Q和插入損耗）的折衷以及數(shù)字化儀（檢測(cè)器）采樣速率所需的提高都會(huì)增加整體耗散。

數(shù)字化儀（模數(shù)轉(zhuǎn)換器）必須采用低成本CMOS工藝，以保持合理的成本和功耗。雖然它們肯定可以在雙極工藝上制造，但這會(huì)導(dǎo)致更大和更耗電的器件，這與尺寸優(yōu)化背道而馳。因此，標(biāo)準(zhǔn)CMOS是此功能所需的工藝。這對(duì)于高性能放大器的集成，尤其是IF級(jí)來(lái)說(shuō)是一個(gè)挑戰(zhàn)。雖然放大器可以集成在CMOS工藝上，但很難從針對(duì)低功耗和低電壓優(yōu)化的工藝中獲得所需的性能。此外，將混頻器和IF放大器集成在片上需要級(jí)間信號(hào)在數(shù)字化之前從片外路由以訪問(wèn)IF和抗混疊濾波器，從而放棄了集成的大部分優(yōu)勢(shì)。這樣做會(huì)適得其反，因?yàn)樗鼤?huì)增加引腳數(shù)和封裝尺寸。此外，每次關(guān)鍵模擬信號(hào)通過(guò)封裝引腳時(shí)，都會(huì)在性能上做出妥協(xié)。

圖1.傳統(tǒng)的中頻采樣接收器。

最佳的集成方法是對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行重新分區(qū)，以消除無(wú)法集成的項(xiàng)目。由于SAW和LC濾波器無(wú)法有效集成，因此最好的選擇是通過(guò)重新架構(gòu)來(lái)確定如何擺脫它們。圖2顯示了一個(gè)典型的零中頻信號(hào)鏈，該信號(hào)鏈通過(guò)將RF信號(hào)直接轉(zhuǎn)換為復(fù)基帶來(lái)實(shí)現(xiàn)這些目標(biāo)，完全無(wú)需IF濾波器和IF放大器。選擇性是通過(guò)在I/Q基帶信號(hào)鏈中引入一對(duì)低通濾波器來(lái)實(shí)現(xiàn)的，該濾波器可以集成為有源低通濾波器，而不是片外損耗固定IF器件。傳統(tǒng)的中頻SAW濾波器或LC濾波器本質(zhì)上是固定的，而這些有源濾波器通?？梢栽跀?shù)百kHz范圍內(nèi)到數(shù)百兆赫茲進(jìn)行電子調(diào)諧。改變基帶帶寬允許同一器件覆蓋很寬的帶寬范圍，而無(wú)需更改物料清單或在不同的固定IF濾波器之間切換。

圖2.典型的零中頻采樣接收器。

雖然從圖中看并不直觀，但零中頻接收器也可以通過(guò)改變本地振蕩器來(lái)覆蓋非常寬的RF頻率范圍。零中頻收發(fā)器提供真正的寬帶體驗(yàn)，典型覆蓋范圍從幾百兆赫茲到大約 6 GHz。如果沒(méi)有固定濾波器，就可以使用真正靈活的無(wú)線電，從而大大減少并可能消除開(kāi)發(fā)無(wú)線電設(shè)計(jì)頻段變化所需的工作量。由于采用了靈活的數(shù)字化儀和可編程基帶濾波器，零中頻設(shè)計(jì)不僅提供了高性能，而且在采用寬頻率和帶寬范圍方面具有極大的靈活性，同時(shí)保持幾乎平坦的性能，而無(wú)需針對(duì)每種配置優(yōu)化模擬電路（如濾波器），這是真正的軟件定義無(wú)線電（SDR）技術(shù)。這也大大增加了占用空間的減少，因?yàn)橄吮仨毟采w多個(gè)頻段的應(yīng)用的濾波器組。在某些情況下，RF濾波器可能會(huì)被完全消除，從而引入完全寬帶的無(wú)線電，幾乎不需要任何努力來(lái)改變頻段。通過(guò)消除某些器件并集成其他器件，零中頻設(shè)計(jì)所需的PCB尺寸大大減少，不僅簡(jiǎn)化了重新綁帶過(guò)程，而且還減少了在需要時(shí)更改外形尺寸的工作量。

占地面積最小

直接比較每種架構(gòu)的PCB面積（圖3和圖4）表明，對(duì)于雙接收路徑，合理實(shí)現(xiàn)的相應(yīng)PCB面積為2880 mm2（18 mm × 160 mm） 用于 IF 采樣和 1434 mm2（18 mm × 80 mm）用于零中頻采樣。不包括可能消除RF濾波器和其他簡(jiǎn)化，2與當(dāng)前的中頻采樣技術(shù)相比，零中頻架構(gòu)可將無(wú)線電占用空間減少多達(dá)50%。未來(lái)一代設(shè)計(jì)可以通過(guò)額外的集成使這些節(jié)省加倍。

圖3.典型的中頻采樣布局。

圖4.典型的零中頻采樣布局。

最低成本

從直接物料清單的角度來(lái)看，從中頻采樣系統(tǒng)遷移到零中頻架構(gòu)可節(jié)省33%。成本分析總是很困難。然而，對(duì)圖1和圖2的徹底檢查表明，許多分立器件被省略，包括IF和抗混疊濾波，并且集成了混頻器和基帶放大器。不明顯的是，由于零中頻接收器固有地提供傳統(tǒng)中頻采樣架構(gòu)所沒(méi)有的帶外抑制，因此整體外部濾波要求大大降低。零中頻架構(gòu)中有兩個(gè)因素推動(dòng)了這一點(diǎn)。第一種是有源基帶濾波器，它同時(shí)提供帶內(nèi)增益和帶外抑制。第二種是高采樣速率低通Σ-Δ轉(zhuǎn)換器，用于數(shù)字化I/Q信號(hào)。有源濾波器減少了帶外分量，而ADC的高采樣速率將混疊點(diǎn)移動(dòng)到足夠高的頻率，因此不需要外部抗混疊濾波（因?yàn)橛性礊V波器已充分抑制信號(hào)）。

圖5.有源基帶濾波器和ADC。

如圖5所示，通過(guò)將基帶信號(hào)施加到有源濾波器，高頻成分被滾降。然后，ADC對(duì)低通濾波器的任何殘余輸出進(jìn)行數(shù)字化并最終濾波。級(jí)聯(lián)結(jié)果如圖 6 所示。該圖顯示了有源濾波器和Σ-Δ型ADC復(fù)合效應(yīng)下的典型接收器性能。此處顯示的是帶內(nèi)和帶外功率的典型3 dB降敏。請(qǐng)注意，帶外性能在沒(méi)有任何外部濾波的情況下有所改善。

對(duì)于類似的性能水平，中頻采樣接收器依靠分立式中頻濾波（如SAW技術(shù)）來(lái)實(shí)現(xiàn)選擇性和帶外信號(hào)保護(hù)，并防止寬帶信號(hào)混疊和噪聲混疊回到帶內(nèi)。還必須保護(hù)中頻采樣架構(gòu)免受其他不需要的混頻器術(shù)語(yǔ)的影響，包括半中頻項(xiàng)，這會(huì)增加RF和IF濾波要求，并限制采樣速率和IF規(guī)劃。零中頻架構(gòu)沒(méi)有這樣的頻率規(guī)劃限制。

圖6.典型的零中頻帶外抑制。

根據(jù)設(shè)計(jì)和應(yīng)用的不同，這種原生抑制可降低或消除外部RF濾波要求。這導(dǎo)致省略直接節(jié)省成本，因?yàn)橥獠縍F濾波器可能相對(duì)昂貴，具體取決于類型。其次，去除這些有損器件可以消除RF增益級(jí)，不僅可以節(jié)省成本，還可以降低功耗并改善線性度。所有這些都增加了重新分區(qū)和智能集成帶來(lái)的節(jié)省。

如前所述，很難評(píng)估成本，因?yàn)檫@在很大程度上取決于數(shù)量和供應(yīng)商協(xié)議。然而，詳細(xì)分析表明，零中頻架構(gòu)通常通過(guò)集成、消除和降低需求的影響，將整個(gè)系統(tǒng)成本降低多達(dá) 1/3。請(qǐng)務(wù)必記住，這是系統(tǒng)成本，而不是設(shè)備成本。由于更多的功能被放置在更少的設(shè)備中，因此某些設(shè)備成本可能會(huì)增加，而整體系統(tǒng)成本會(huì)降低。

除了物料清單成本之外，集成的零中頻接收器還解決了其他幾個(gè)問(wèn)題。由于集成系統(tǒng)減少了系統(tǒng)中的設(shè)備數(shù)量，因此組裝成本更低，工廠良率更高。由于離散器件較少，因此對(duì)準(zhǔn)時(shí)間更短。這些項(xiàng)目共同降低了工廠成本。

由于零中頻接收器是真正的寬帶，因此重新帶可降低工程成本。在中頻采樣系統(tǒng)中，必須仔細(xì)選擇中頻頻率，但對(duì)于零中頻系統(tǒng)，不需要仔細(xì)規(guī)劃。新波段可以主要通過(guò)更改本地振蕩器來(lái)添加。此外，由于許多應(yīng)用在使用零中頻時(shí)不需要外部RF濾波器，因此可能會(huì)進(jìn)一步簡(jiǎn)化?？傮w而言，當(dāng)考慮零中頻解決方案時(shí)，當(dāng)直接成本與上述制造和工程成本一起考慮時(shí)，可以節(jié)省大量成本。

最低功耗

簡(jiǎn)單地采用圖1所示的架構(gòu)并將其直接集成到片上系統(tǒng)中，不會(huì)節(jié)省功耗或成本。節(jié)能來(lái)自于選擇一種高效的架構(gòu)，該架構(gòu)可以針對(duì)其目標(biāo)過(guò)程進(jìn)行優(yōu)化。像所示的IF采樣接收器這樣的架構(gòu)涉及許多高頻和中頻，這些頻率很難在低成本工藝上擴(kuò)展，因此需要消耗大量功率來(lái)支持所需的頻率。但是，圖2所示的零中頻架構(gòu)可以立即降低直流（基帶）的目標(biāo)頻率，從而實(shí)現(xiàn)盡可能低頻率的電路。

同樣，將帶寬投入到這個(gè)問(wèn)題上也是低效的。直接RF采樣等架構(gòu)提供寬帶寬和很大的靈活性。但是，向系統(tǒng)添加帶寬總是會(huì)為問(wèn)題增加額外的功率，正如Walden所記錄的那樣。3和摩爾曼。4

除非需要原始帶寬，否則僅解決帶寬問(wèn)題并不能為大多數(shù)接收器應(yīng)用提供經(jīng)濟(jì)的解決方案。這些長(zhǎng)期研究的數(shù)據(jù)顯示了轉(zhuǎn)換器發(fā)展的兩個(gè)領(lǐng)域。技術(shù)前沿記錄了技術(shù)的進(jìn)步，這些進(jìn)步以動(dòng)態(tài)范圍和帶寬的形式提供了內(nèi)核交流性能的顯著提高。架構(gòu)前端記錄了整體核心架構(gòu)效率的進(jìn)步。通常，隨著設(shè)計(jì)的優(yōu)化，曲線首先向右移動(dòng)，然后向上移動(dòng)。對(duì)于通信應(yīng)用，工作往往沿技術(shù)前沿進(jìn)行，如圖7所示，線路斜率每降低一個(gè)十倍頻程轉(zhuǎn)換器效率約10 dB。在這個(gè)斜率下，帶寬加倍會(huì)導(dǎo)致功耗約為三倍。然而，當(dāng)這些內(nèi)核集成到功能器件中時(shí)，效率已經(jīng)提高，并且當(dāng)它向架構(gòu)前沿靠攏時(shí)，通常會(huì)帶來(lái)接近2的功率損失。

圖7.核心ADC技術(shù)的品質(zhì)因數(shù)。4

對(duì)于關(guān)注功耗的應(yīng)用，結(jié)論是，最低功耗的解決方案是針對(duì)應(yīng)用優(yōu)化帶寬和采樣速率的解決方案。采用Σ-Δ轉(zhuǎn)換器的零中頻采樣針對(duì)此類應(yīng)用進(jìn)行了優(yōu)化。根據(jù)具體實(shí)現(xiàn)方案，與中頻采樣架構(gòu)相比，實(shí)現(xiàn)零中頻接收器的功耗節(jié)省可能減少50%或更多，與直接RF采樣相比，節(jié)能可能降低多達(dá)120%。

功率也與成本直接相關(guān)。更高的功率不僅會(huì)推動(dòng)更昂貴的封裝和電源發(fā)電，而且電路每耗散一瓦，每千瓦時(shí)12美分，運(yùn)營(yíng)成本每年每瓦超過(guò)1美元。鑒于許多電子設(shè)備的成本較低，運(yùn)行它們一年的功率很容易超過(guò)其直接成本。因此，隨著集成無(wú)線電解決方案選項(xiàng)的出現(xiàn)，對(duì)成本和功耗敏感的應(yīng)用必須謹(jǐn)慎選擇權(quán)衡。選擇不必要地增加耗散的架構(gòu)不僅會(huì)增加功耗，還可能影響解決方案的長(zhǎng)期運(yùn)營(yíng)成本。

性能增強(qiáng)

對(duì)于無(wú)線電設(shè)計(jì)，有許多關(guān)鍵指標(biāo)被認(rèn)為是重要的。其中包括噪聲系數(shù) （NF）、線性度 （IP3、IM3）、脫敏和選擇性等規(guī)格。除了正常的無(wú)線電規(guī)格之外，還有其他重要的規(guī)格，但通常對(duì)大多數(shù)用戶隱藏。其中包括作為時(shí)間、電源、溫度和過(guò)程函數(shù)的規(guī)格分布和漂移。零中頻架構(gòu)滿足無(wú)線電設(shè)計(jì)的這些和其他關(guān)鍵要求。

按溫度、供應(yīng)和過(guò)程進(jìn)行跟蹤

完全集成的收發(fā)器架構(gòu)的好處之一是，對(duì)于設(shè)計(jì)合理的無(wú)線電來(lái)說(shuō)，設(shè)備匹配可以更好，不僅僅是最初，而且如果設(shè)計(jì)得當(dāng)，設(shè)備可以有效地跟蹤過(guò)程、溫度、電源和頻率。任何殘留的不匹配都可以通過(guò)通常嵌入在這些集成解決方案中的信號(hào)處理技術(shù)輕松消除。雖然這是IC設(shè)計(jì)的典型特征，但無(wú)線電集成的不同之處在于，由于所有頻率相關(guān)項(xiàng)都位于具有零中頻設(shè)計(jì)的芯片上，因此也可以對(duì)其進(jìn)行跟蹤。如圖1所示的典型無(wú)線電包括一個(gè)片外IF濾波器。IF濾波器的特性將隨時(shí)間、溫度或器件之間的函數(shù)而變化，這與片上的任何內(nèi)容無(wú)關(guān)，無(wú)法跟蹤。然而，集成濾波器的主要優(yōu)點(diǎn)之一是，由于它是用片上器件構(gòu)建的，因此可以縮放或使器件按比例跟蹤彼此，以保持性能穩(wěn)定。那些無(wú)法通過(guò)設(shè)計(jì)穩(wěn)定的項(xiàng)目可以很容易地校準(zhǔn)。最終結(jié)果是，在預(yù)算器件變化時(shí)，與所有器件都不相關(guān)的分立設(shè)計(jì)相比，所需的裕量要少得多。

例如，為混頻器、中頻濾波器、中頻放大器和ADC分別分配1 dB的NF變化并不少見(jiàn)。在為績(jī)效編制預(yù)算時(shí)，必須級(jí)聯(lián)這些變化。然而，在集成設(shè)計(jì)中，所有關(guān)鍵規(guī)格要么相互跟蹤，要么經(jīng)過(guò)校準(zhǔn)，結(jié)果是單個(gè)器件變化為1 dB，大大簡(jiǎn)化了信號(hào)鏈變化。與具有不相關(guān)項(xiàng)的設(shè)計(jì)相比，這可能會(huì)對(duì)設(shè)計(jì)產(chǎn)生重大影響，否則需要額外的系統(tǒng)增益來(lái)抵消噪聲的潛在增加，從而影響最終產(chǎn)品的成本、功耗和線性度。在圖2所示的集成設(shè)計(jì)中，性能的總變化比不相關(guān)的設(shè)計(jì)小得多，因此需要更小的系統(tǒng)增益。

先進(jìn)的校正技術(shù)

零中頻接收器通常有兩個(gè)過(guò)去引起關(guān)注的區(qū)域。由于復(fù)雜數(shù)據(jù)是用一對(duì)代表實(shí)部和虛部分量的真實(shí)級(jí)聯(lián)網(wǎng)絡(luò)生成和表示的，因此產(chǎn)生的誤差表示各個(gè)信號(hào)鏈的增益、相位和失調(diào)，如圖8所示。

圖8.顯示增益、相位和失調(diào)項(xiàng)的正交誤差。

這些錯(cuò)誤表現(xiàn)為頻譜中的鏡像，并且通常會(huì)阻止這些架構(gòu)被更廣泛地采用。但是，作為一種集成解決方案，這些偽影可以通過(guò)模擬優(yōu)化和數(shù)字校正輕松控制。圖 9 顯示了復(fù)雜數(shù)據(jù)的典型未校正表示。這里可以看到LO泄漏（和直流偏移）和鏡像抑制（正交誤差）。

圖9.典型的未校正LO泄漏和鏡像抑制。

LO 泄漏控制

LO泄漏表現(xiàn)為I或Q信號(hào)路徑中的直流失調(diào)增加。這是由于LO直接耦合到RF信號(hào)路徑并相干下變頻至輸出的結(jié)果。結(jié)果是混頻器產(chǎn)品顯示為直流失調(diào)，增加了信號(hào)鏈中的任何殘余直流失調(diào)。良好的零中頻架構(gòu)將在最初以及隨時(shí)間、溫度、電源和工藝變化時(shí)自動(dòng)跟蹤和糾正這些誤差，從而使性能優(yōu)于–90 dBFS，如圖10所示。

圖 10.典型的LO泄漏控制。

質(zhì)量經(jīng)濟(jì)

為了防止圖像中斷性能，通常會(huì)實(shí)施正交糾錯(cuò)（QEC）。圖 11 顯示了此類函數(shù)可能產(chǎn)生的影響。在本例中，圖像改善到優(yōu)于–105 dBc，這對(duì)于大多數(shù)無(wú)線應(yīng)用來(lái)說(shuō)綽綽有余。對(duì)于LO泄漏和QEC，采用跟蹤來(lái)確保隨著性能隨時(shí)間的變化，校正保持最新，確保始終實(shí)現(xiàn)最佳性能。

圖 11.具有LO泄漏控制的典型正交校正。

正交誤差和LO饋通在無(wú)線電系統(tǒng)中很重要。如果誤差足夠大，大阻塞的圖像可能會(huì)掩蓋較小的期望信號(hào)。在圖12中，大型阻塞信號(hào)的圖像落在15 MHz，而目標(biāo)信號(hào)以20 MHz為中心。如果鏡像部分或全部落到目標(biāo)信號(hào)上，則會(huì)降低目標(biāo)信號(hào)的信噪比，從而導(dǎo)致解調(diào)錯(cuò)誤。通常，像LTE和W-CDMA這樣的系統(tǒng)對(duì)這些類型的圖像有合理的容忍度，但不能完全免疫。通常，這些系統(tǒng)需要75 dBc或更好的鏡像抑制，如圖11所示，零中頻架構(gòu)很容易滿足并保持。

圖 12.阻擋所需信號(hào)的圖像示例。

AD9371

零中頻發(fā)送和接收的典型例子是AD9371。如圖13所示，AD9371提供非常高的集成功能，包括雙發(fā)送、雙接收以及其他功能，包括觀察和嗅探器接收器以及集成AGC、直流失調(diào)校正（LO泄漏控制）和QEC。該產(chǎn)品提供從 300 MHz 到 6 GHz 的廣泛射頻覆蓋范圍。每個(gè)發(fā)射器可以覆蓋 20 MHz 和 100 MHz 的合成帶寬，而每個(gè)接收器能夠覆蓋 5 MHz 到 100 MHz 之間的合成帶寬。雖然該器件面向 3G 和 4G 應(yīng)用，但它是許多其他通用無(wú)線電和高達(dá) 6 GHz 的軟件定義應(yīng)用的理想解決方案。

圖 13.AD9371集成零中頻收發(fā)器

AD9371提供完整的系統(tǒng)集成，包括前面討論的所有頻率相關(guān)器件以及12 mm×12 mm BGA封裝中的所有校準(zhǔn)和校準(zhǔn)功能。除了圖4所示的接收功能外，圖14還包括所需的發(fā)射功能，以產(chǎn)生非常緊湊的雙收發(fā)器設(shè)計(jì)。功耗取決于確切配置，包括帶寬和啟用的功能，但AD9371的典型功耗僅為4.86 W，包括保持LO泄漏和鏡像抑制的數(shù)字功能。

圖 14.典型的零中頻收發(fā)器布局。

AD9371的關(guān)鍵性能

噪聲系數(shù)

圖15和圖16顯示了AD9371的典型NF特性。第一個(gè)圖顯示了RF頻率的廣泛掃描，并且NF在此頻譜上相對(duì)平坦。該器件的輸入結(jié)構(gòu)采用衰減器的形式，因此NF以dB為單位增加dB。假設(shè)最差情況下的噪聲系數(shù)為16 dB，衰減為零，外部增益變化允許約4 dB衰減，則可以假設(shè)總噪聲系數(shù)為20 dB。提供至少24 dB增益的外部LNA（0.8 dB）將提供2 dB的系統(tǒng)噪聲系數(shù)。

圖 15.AD9371 NF，具有0 dB衰減和40 MHz帶寬。

圖16顯示了噪聲系數(shù)相對(duì)于AD9371輸入的帶外阻塞信號(hào)的函數(shù)關(guān)系。假設(shè)外部增益為24 dB，則相對(duì)于該器件輸入的0 dBm將出現(xiàn)在相對(duì)于天線連接器的–24 dBm處。僅考慮AD9371的影響，集成接收器降級(jí)3 dB時(shí)，總噪聲系數(shù)下降約為1 dB。

圖 16.AD9371 噪聲系數(shù)與帶外信號(hào)功率的關(guān)系

鏡像抑制

與LO泄漏類似，接收鏡像抑制可以通過(guò)圖17中的信息來(lái)估計(jì)。天線的典型輸入電平為–40 dBm時(shí)，相對(duì)于天線端口，可以估計(jì)圖像比天線端口低80 dB或–120 dBm更好。

圖 17.接收器鏡像抑制。

結(jié)論

雖然以往的零中頻架構(gòu)僅限于低性能應(yīng)用，但AD9371等新產(chǎn)品提供了改變游戲規(guī)則的性能。這些器件不僅提供與IF采樣接收器一致的性能，還通過(guò)重新劃分無(wú)線電更進(jìn)一步，從而創(chuàng)建更強(qiáng)大的架構(gòu)，不僅可以降低制造成本，還可以降低部署后的運(yùn)營(yíng)成本。對(duì)于低解決方案成本設(shè)計(jì)，不再需要犧牲無(wú)線電性能，使用戶能夠?qū)r(shí)間和資源集中在開(kāi)發(fā)應(yīng)用上，而不是無(wú)線電實(shí)現(xiàn)上。

審核編輯：郭婷