SiC MOSFET短路時間相比IGBT短很多，Easy模塊保證2us的短路時間，因此要求驅(qū)動電路和的短路響應(yīng)迅速而精確。今天，我們來具體看一下這個短而精的程度。

圖1是傳統(tǒng)典型的驅(qū)動芯片退飽和檢測原理，芯片內(nèi)置一個恒流源。功率開關(guān)器件在門極電壓一定時，發(fā)生短路后，電流不斷增加，導(dǎo)致器件VCE電壓迅速提升至母線電壓，高壓二極管被阻斷，恒流源電流向電容CDESAT充電，當(dāng)上電容CDESAT的電壓被恒流源充至大于比較器參考電壓后，觸發(fā)驅(qū)動器關(guān)閉輸出。這樣在每一次IGBT開通的初始瞬間，即使VCE還沒有來得及下降進入飽和狀態(tài)，電容CDESAT上的電壓也不會突變。恒流源將電容CDESAT充電至比較器參考電壓需要一段時間，這段時間我們叫它消隱時間，它直接影響了短路保護的時間。消隱時間可由下式進行計算：

UC_DESAT的大小是驅(qū)動芯片設(shè)計的參考電壓決定的，把它當(dāng)常數(shù)對待。從以上公式可以看出，恒流源的電流I越大，充電時間越短，對短路的響應(yīng)越快。雖然理論上減小電容也是可以實現(xiàn)減少充電時間的，但是由于集成在驅(qū)動芯片內(nèi)的恒流源電流本身就很小，也就幾百個μA，而短路的保護通常只有幾個μs，所以這個電容也就只能幾百個pF。事實上電路板布線的寄生電容可能也有幾十pF，而且減小電容易受干擾導(dǎo)致短路誤報。下面我們來具體計算一下。

圖1

之前已經(jīng)給出了短路時間的理論公式，但在實際應(yīng)用時，無論是恒流源電流值、電容值還是參考電壓值都會有波動，比如溫度變化就能引起數(shù)值偏差。表1是英飛凌產(chǎn)品1ED020I12-F2的偏差值，把所有的這些偏差疊加一起得到如下Δt的短路時間偏差值：

表1

加上芯片里有些系統(tǒng)濾波時間和響應(yīng)時間，如短路時序圖2中TDESATleb和TDESATOUT。具體數(shù)值可以在驅(qū)動芯片的規(guī)格書里找到，我們就得到了相對考慮全面的短路保護時間TSCOUT。以1ED020I12-F2為例，TDESATleb和TDESATOUT分別是400ns和350ns。

圖2

因為要適配碳化硅器件的額短路保護，追求快的短路保護時間，所以選用56pF作為CDESAT電容，且假設(shè)容值的偏差是10%，即+/-5.6pF。

那么TSC=9/500μ*56p=1.008μs,

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