現(xiàn)代車輛電氣系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得越來越復(fù)雜。這是由于負(fù)載數(shù)量的增加，從鉛酸電池轉(zhuǎn)變?yōu)殇囯x子或其他類型電池，以及對失效可操作等功能安全措施的需求。

1. 斷開開關(guān)當(dāng)今面臨的挑戰(zhàn)

現(xiàn)代車輛電氣系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)變得越來越復(fù)雜。這是由于負(fù)載數(shù)量的增加，從鉛酸電池轉(zhuǎn)變?yōu)殇囯x子或其他類型電池，以及對失效可操作等功能安全措施的需求。這些因素使得電池和負(fù)載隔離開關(guān)的使用也在增加，MOSFET成為了首選的大負(fù)載開關(guān)。為了實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)操作的主開關(guān)所需的通態(tài)電阻，通常會并聯(lián)多個(gè)MOSFET。在許多情況下，主開關(guān)是雙向的，可以阻止電池的充放電方向的電流。圖一給出了電池?cái)嚅_開關(guān)的簡化電路示意圖。這種需要在兩個(gè)方向上阻止電流是由于在故障事件（如過電壓或由于短路造成的過電流）發(fā)生時(shí)所采取的保護(hù)措施。這對于離板連接尤其重要，比如連接其他控制單元與斷開開關(guān)的線束。這些線束有很大的電感，必須在過電流關(guān)斷后加以考慮。線束的電感儲存相當(dāng)大的能量，這些能量必須通過斷開開關(guān)MOSFET或其他保護(hù)電路（如續(xù)流二極管）來耗散。

圖1 帶續(xù)流二極管和預(yù)充電路的典型雙向電池?cái)嚅_開關(guān)

1.1

電容充電和沖擊電流限制

在斷開開關(guān)應(yīng)用中，經(jīng)常需要給靠近負(fù)載側(cè)的大電容充電。然而，常規(guī)的MOSFET是不適合限制流進(jìn)大電容的沖擊電流的，這是因?yàn)榘踩ぷ鲄^(qū)和轉(zhuǎn)移特性的限制，比如跨導(dǎo)。

因?yàn)槁O電流對門極電壓的依賴性，即跨導(dǎo)，非常陡峭，控制MOSFET的沖擊電流會變得非常有挑戰(zhàn)性。此外，溫度系數(shù)通常也會對SOA產(chǎn)生影響。因此，限制電流通常變成不可能的任務(wù)。MOSFET有2個(gè)工作區(qū)域，表現(xiàn)在轉(zhuǎn)移特性上的熱穩(wěn)定和熱不穩(wěn)定區(qū)域，如圖2所示。高正溫度系數(shù)導(dǎo)致的熱不均勻分布或者熱失控，工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域會導(dǎo)致嚴(yán)重的性能衰退。另一方面，即使工作在熱穩(wěn)定區(qū)域，芯片的熱分布也是均勻的，大電流也會引起高的自發(fā)熱。由于優(yōu)化RDS(on)的MOSFET具有高ZTC的特點(diǎn)，幾乎不可能令其可靠的工作在線性模式，這使得其不適合許多應(yīng)用場合。

圖2 標(biāo)準(zhǔn)OptiMOSTM 5 溝槽 MOSFET安全工作區(qū)和轉(zhuǎn)移特性

因此，典型的充電概念是通過使用昂貴的大功率電阻和一個(gè)小功率MOSFET組成獨(dú)立的預(yù)充路徑來限制電流,如圖1所示。另一種方案是，帶軟啟功能的DCDC變換器也可以用來給直流側(cè)電容充電，花費(fèi)可能更多。

圖3是功率電阻預(yù)充電路的示例充電波形。在這個(gè)例子中，1ohm的電阻用來給33mF的電容充電。曲線的形狀是漸進(jìn)的接近目標(biāo)電容電壓48V。充電過程在整個(gè)期間逐漸緩慢，這就是大家熟知的RC時(shí)間常數(shù)的行為。電阻上的損耗隨電流劇烈地衰減。因此，電阻功率和自發(fā)熱的單獨(dú)控制不大可能最大化實(shí)現(xiàn)電容的充電速度。

圖3 帶預(yù)充電路的0至48V電容充電（1ohm, 33mF）

1.2

短路魯棒性（雪崩擊穿和主動電壓鉗位）

斷開開關(guān)的一個(gè)顯著挑戰(zhàn)是保證短路時(shí)電路的魯棒性。當(dāng)檢測到短路或者過流故障，MOSFET就會被關(guān)斷以保護(hù)系統(tǒng)和MOSFET，避免失效。然而，存儲在線纜電感中的能量依舊需要被消耗。如果沒有額外的對抗措施，這些能量就會通過斷開開關(guān)MOSFET的雪崩擊穿來消耗。700A短路關(guān)斷電流下的雪崩擊穿仿真簡化電路和仿真波形如圖4、圖5所示。為了避免栓鎖效應(yīng)引起的損壞和過熱，需要使用雪崩電流和雪崩能量額定值大的MOSFET。如果超過MOSFET的電流或者能量額定值，額外的保護(hù)措施是必要的。

因?yàn)閴勖芷趦?nèi)熱載流子注入效應(yīng)的影響，雪崩擊穿一個(gè)需要面臨的共同挑戰(zhàn)是限制其暴露的時(shí)間。雪崩時(shí)，器件內(nèi)部產(chǎn)生的強(qiáng)電場加速自由載流子會影響離子區(qū)。然而一些熱載流子可能會注入到門極氧化物，從而導(dǎo)致參數(shù)漂移，限制器件壽命，進(jìn)而限制雪崩擊穿暴露的時(shí)間和雪崩擊穿發(fā)生的次數(shù)。

圖4 考慮寄生參數(shù)的簡化48V斷開開關(guān)短路方案

圖5 短路關(guān)斷后雪崩擊穿仿真示例

有源鉗位的使用使得這些能量可以用不同的方式被消耗。這需要器件工作在線性區(qū)而不是雪崩擊穿，通過限制漏源極電壓低于擊穿電壓，但高于電池電壓來實(shí)現(xiàn)。在鉗位期間，需要維持小的門極電壓水平以保持溝道打開的狀態(tài)，從而導(dǎo)通電流并限制漏源電壓。

圖6給出了有源鉗位的仿真示意?？墒亲孧OSFET工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域會導(dǎo)致嚴(yán)重的問題。而且，讓具有陡峭轉(zhuǎn)移特性的器件并聯(lián)工作在線性模式幾乎是不可能的。因?yàn)橹瞥虒?dǎo)致的門極門檻電壓的偏差，可能會讓并聯(lián)工作的MOSFET中的一顆承擔(dān)幾乎所有的電流。

圖6 短路關(guān)斷后有源鉗位仿真示例

2. 雙門極MOSFET介紹

IAUTN08S5N012L雙門極MOSFET就是以優(yōu)化電容充電和短路的概念來設(shè)計(jì)的。這個(gè)創(chuàng)新的方式通過取消單獨(dú)的預(yù)充電路實(shí)現(xiàn)降本。而且，該設(shè)計(jì)加強(qiáng)了系統(tǒng)的短路魯棒性，為可靠且高效的性能應(yīng)用需求提供了理想的選擇。表2、圖7分別給出了產(chǎn)品特性概覽，封裝和等效電氣符號。

表2

圖7 雙門極MOSFET TOLL封裝及其等效電路符號

2.1

2個(gè)MOSFET以雙門極結(jié)構(gòu)的方式長在同一封裝

雙門極MOSFET由2個(gè)并聯(lián)交錯(cuò)的晶體管長在同一硅芯片組成，具有共同的漏極和源極，但是通過指定的引腳實(shí)現(xiàn)獨(dú)立的門極。一個(gè)門極代表ONFET，穩(wěn)態(tài)工作時(shí)實(shí)現(xiàn)低導(dǎo)通電阻；另一門極代表LINFET，提供優(yōu)異的SOA和線性工作性能。這使得其適用于充電電容沖擊電流的控制以及短路關(guān)斷后的有源鉗位。2個(gè)MOSFET共享一個(gè)芯片的好處在于可以互相利用硅的冷卻區(qū)域或者熱容。相比采用統(tǒng)一技術(shù)的單個(gè)標(biāo)準(zhǔn)MOSFET，當(dāng)2個(gè)MOSFET都開通時(shí)，導(dǎo)通電阻只是略微提高。

2.2

LINFET強(qiáng)化SOA和跨導(dǎo)

LINFET特意在工程上顯著強(qiáng)化SOA性能，實(shí)現(xiàn)遠(yuǎn)超標(biāo)準(zhǔn)的溝槽工藝的MOSFET，可以媲美planar工藝的MOSFET。通過降低ZTC以及利用ONFET的芯片面積，使得LINFET具有優(yōu)越的線性工作性能。圖8以圖形的形式展示了LINFET SOA性能的提升。比如，當(dāng)器件處于高漏源電壓和1ms的脈沖時(shí)間，相比ONFET，SOA電流提高了8倍。

圖8 LINFET和ONFET性能比較——ZTC和SOA

低跨導(dǎo)，即漏極電流對門極電壓的變化率低，是LINFET的第2個(gè)關(guān)鍵優(yōu)勢。這帶來了2個(gè)好處：一是實(shí)現(xiàn)基于外部門極電壓容差的更加準(zhǔn)確的電流控制，二是減小了門極電壓偏差對電流的影響。此外，多個(gè)MOSFET由一個(gè)門極電壓控制時(shí)，LINFET可以提高線性模式下的電流均流效果。圖9展示了ONFET和LINFET的對比。出于簡便，只考慮最小和最大門極門檻偏差對漏極電流的影響（忽略跨導(dǎo)工藝偏差）。以60A典型電流為例，對比最大和最小電流?？梢园l(fā)現(xiàn)，ONFET的電流范圍是5A到90A，LINFET的電流范圍是40A到80A。這就清晰的展示了低跨導(dǎo)的優(yōu)勢：打開了新的目標(biāo)應(yīng)用，比如短路鉗位或者電容充電。低跨導(dǎo)幫助實(shí)現(xiàn)準(zhǔn)確的控制沖擊電流以及線性工作模式下多并聯(lián)MOSFET的電流均流。

圖9 ONFET和LINFET性能對比——跨導(dǎo)和電流容差

3. 如何利用雙門極MOSFET解決

斷開開關(guān)的應(yīng)用挑戰(zhàn)

雙門極MOSFET中的LINFET，因?yàn)樘岣叩腟OA和低跨導(dǎo)特性使其成為電容充電中限制沖擊電流優(yōu)秀候選方案。

3.1

固定門極電壓限制電流

利用LINFET限制沖擊電流的一個(gè)簡單的方式是調(diào)節(jié)門極電壓。目標(biāo)電流限制取決于器件的轉(zhuǎn)移和輸出特性。然而這種方式依舊給因?yàn)楣に嚻詈推渌a(chǎn)品特性引起的變化留下空間。因此，評估考慮這些因素，找到好的充電速度和自發(fā)熱的折中點(diǎn)顯得尤為重要。

為了減小這種效應(yīng)，規(guī)格書中規(guī)定了門極電壓在5.6V到6.2V之間以及漏源電壓在6V到48V之間等多種條件下的最大和最小電流限制精度。推薦5.6V的門極工作電壓主要因?yàn)椋阂皇?.6V非常接近器件的ZTC點(diǎn)，意味著電流獨(dú)立于溫度；二是5.6V的穩(wěn)壓管可以用來限制門極電壓，而且其溫度系數(shù)也很小。圖10展示了帶穩(wěn)壓管簡化斷開開關(guān)電路。穩(wěn)壓管的電壓容差帶來的電流變化可以基于規(guī)格書里L(fēng)INFET的跨導(dǎo)來確定。比如門極電壓為5.6V時(shí)，跨導(dǎo)dID/dVgs,LIN大約為50S。穩(wěn)壓管偏差+/-110mV會帶來額外的大約+/-5.5A的電流偏差。

圖10 帶穩(wěn)壓管的門極電壓控制實(shí)現(xiàn)沖擊電流限制

3.2

脈沖式充電控制自發(fā)熱

另一個(gè)需要考慮關(guān)鍵點(diǎn)是自發(fā)熱。在大多數(shù)情況下，電容是非常大的，只是限制門極電壓來開通LINFET是不足以有效的控制器件自發(fā)熱。此外，因?yàn)槊枯v車啟動時(shí)都需要進(jìn)行電容充電，壽命的衰減也是重要的探索因素。自發(fā)熱取決于如下3種因素：Zthja，ID以及VDS 。為了限制自發(fā)熱和器件壽命的衰減，我們推薦考慮如下指導(dǎo)原則：

• 在高于或者接近ZTC點(diǎn)工作（Vgs,LIN >5V）以防工作在熱不穩(wěn)定區(qū)域
• 每一次脈沖充電引起的溫升 ΔTj<60K
• 結(jié)溫Tj <175oC

可以使用spice仿真來評估脈沖式電容充電時(shí)的自發(fā)熱。如下圖11和12給出了雙門極MOSFET的簡化仿真示例。如下的仿真例子里，5.6V的穩(wěn)壓管和4.7kohm的串聯(lián)電阻被用來限制門極電壓和電流。

Spice模型參數(shù)設(shè)置（對接下來所有的仿真例子有效）

仿真條件：

• Ta=85C，VBAT=48V
• C1=5mF(負(fù)載電容)
• 脈沖寬度（固定）：100us
• 周期：1ms
• 循環(huán)次數(shù)：70次

在保證每個(gè)充電脈沖的溫升ΔTj <60K并且結(jié)溫Tj保持在175oC以下時(shí)，典型的充電時(shí)間大約是60ms。

圖11 雙門極MOSFET充電電路仿真

@ 5mF, 48V(固定脈沖寬度)

圖12 雙門極MOSFET充電電路仿真波形

@ 5mF, 48V(固定脈沖寬度)

3.3

脈寬調(diào)節(jié)式電容充電

如上一節(jié)所討論的，在電容充電器件，漏源電壓、功率損耗隨電容電壓升高而減小。這種現(xiàn)象提供了充電過程中增加脈寬的機(jī)會，使我們能夠最大化地利用每個(gè)周期的溫升并且縮短總的充電時(shí)間。取決于充電時(shí)間、功率或者漏源電壓，增加脈寬的方式有許多種，比如線性式，拋物線式、其他函數(shù)形式。如下2個(gè)例子給出的占空比函數(shù)D(t)表明了用固定充電模式的調(diào)節(jié)方式。

示例條件：

• n=25次（脈沖數(shù)量）
• T=2ms（周期）
• Dstart=10%（起始占空比）
• Dend=80%（結(jié)束占空比）

示例1：基于占空比函數(shù)D(t)的脈寬線性增加

圖13 脈寬線性增加

示例2：基于占空比函數(shù)D(t)的脈寬拋物線式增加

圖14 脈寬拋物線式增加

3.4

降低開關(guān)速度減少板端網(wǎng)絡(luò)電感耦合

如前述，在斷開開關(guān)應(yīng)用中，線束電感不僅對短路工況有嚴(yán)重的影響，而且也會影響電容充電的過程。在每個(gè)電容充電的電流脈沖期間，電流高上升和下降斜率dID/dt 會在線路電感上產(chǎn)生壓降?？山邮艿膁ID/dt和電壓耦合取決于系統(tǒng)的需要。欠壓會導(dǎo)致連接到受影響端IC器件異常關(guān)斷。同樣的，過壓也會使器件過電氣應(yīng)力出現(xiàn)損壞。因此，我們建議通過使用合適的RC參數(shù)以降低門極電壓和漏極電流將dID/dt限制在合理的范圍。這種方式簡單高效。圖15-圖17 給出了仿真示例。

仿真條件：

• Ta=85C，VBAT=48V
• C1=5mF(負(fù)載電容)
• 脈沖寬度（固定）：100us
• 周期：1ms
• 循環(huán)次數(shù)：70次
• 寄生電感L1：1uH
• 降低門極電壓斜率開關(guān)電容C2 : 22nF

圖15、圖16分別是不加開關(guān)電容（虛線）和帶開關(guān)電容的仿真波形。

圖15 考慮電感耦合效應(yīng)的雙門極MOSFET仿真電路

@ 5Mf, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

圖16 考慮1uH電感的雙門極MOSFET仿真波形

@ 5mF, 48V(拋物線式脈沖寬度調(diào)節(jié))

虛線代表不加開關(guān)電容C2

審核編輯 黃宇