對數(shù)放大器（俗稱對數(shù)放大器）可用于突發(fā)檢測和測量，因為它們具有檢測動態(tài)范圍很大的信號的能力。單片對數(shù)放大器能夠在3.5 GHz的頻率下檢測短至20 ns的RF突發(fā)，并且可以檢測高達(dá)120 dB的幅度變化。1Logamp猝發(fā)檢測器通常用于雷達(dá)和幅度鍵控（ASK）信號解調(diào)等應(yīng)用中。本文介紹了設(shè)計人員在將對數(shù)放大器應(yīng)用于這些任務(wù)時必須考慮的問題，并討論了與測量對數(shù)放大器的脈沖響應(yīng)時間相關(guān)的技術(shù)和陷阱。

要了解對數(shù)放大器如何檢測RF突發(fā)信號，首先必須了解對數(shù)放大器的基本操作。圖1顯示了典型對數(shù)放大器的簡化框圖。該設(shè)備的核心是級聯(lián)的線性放大器鏈，每個放大器的增益通常在10至20 dB之間。為簡單起見，此示例顯示了一個由五個放大器級組成的鏈，每個級的增益為20 dB或10X。一個小的連續(xù)正弦波被饋入鏈中的第一個放大器，并在鏈中前進(jìn)。在某個階段，它變得如此之大以至于開始削波。在此示例中，削波（或限制）電平已設(shè)置為+ 1-VDC峰值，并且發(fā)生在第三級的輸出端。削波后的信號繼續(xù)通過信號鏈，并保持其+ 1-VDC峰值幅度。

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每個放大器輸出端的信號被饋送到全波整流器或檢測器中，這些整流器的輸出相加在一起。然后將求和后的輸出施加到低通濾波器，該濾波器可消除經(jīng)求和的全波整流信號的紋波。（某些對數(shù)放大器具有內(nèi)置的低通輸出濾波器，而另一些對數(shù)放大器則需要外部濾波器。）隨著輸入信號呈指數(shù)增長，總電流線性增加，因此輸出信號與輸入信號的包絡(luò)線的對數(shù)成正比。當(dāng)輸入信號是連續(xù)的（非脈沖）時，對數(shù)放大器會通過輸出穩(wěn)定的直流電壓來做出響應(yīng)。（有關(guān)對數(shù)放大器工作原理的更詳細(xì)說明，請參見參考文獻(xiàn)2。）

現(xiàn)在考慮如果輸入信號不是連續(xù)的，而是打開和關(guān)閉脈沖會發(fā)生什么。對數(shù)放大器的響應(yīng)時間（即輸出響應(yīng)其輸入的變化而變化的時間）由低通輸出濾波器的RC時間常數(shù)決定。該濾波器的帶寬通常稱為視頻帶寬。將視頻帶寬設(shè)置得很高顯然會為低頻輸入信號產(chǎn)生殘留的輸出紋波。例如，圖2顯示了AD8313的響應(yīng)單片對數(shù)放大器達(dá)到10kHz輸入突發(fā)。AD8313的工作頻率可達(dá)2.5 GHz，動態(tài)范圍達(dá)到65 dB。由于AD8313的片上視頻帶寬設(shè)置為大約13 MHz，因此，響應(yīng)于該低頻輸入，會有過多的輸出紋波。這種情況說明了一個事實，即低通輸出濾波器的轉(zhuǎn)折頻率決定了對數(shù)放大器的最小輸入頻率。Logamp設(shè)計人員通常將最小輸入頻率設(shè)置為視頻帶寬的5到10倍之間的某個值。但是，只要使用了足夠的外部低通濾波，對數(shù)放大器就可以用于檢測較低頻率的輸入而不會造成任何損失。（在某些情況下，這可能與在對數(shù)輸出中添加負(fù)載電容器一樣簡單。3

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對數(shù)放大器的視頻帶寬不應(yīng)與其輸入信號帶寬混淆。單片對數(shù)放大器的輸入信號帶寬通常在50 MHz至約2.5 GHz的范圍內(nèi)，而輸出濾波器的視頻帶寬通常在1至30 MHz的范圍內(nèi)。下表列出了許多ADI公司對數(shù)放大器的最大輸入頻率和視頻帶寬。注意，AD640和AD641沒有任何片上低通濾波器，需要外部濾波。這種布置的優(yōu)點是可以將轉(zhuǎn)折頻率設(shè)置為任意高的頻率。這樣可以產(chǎn)生低至6 ns的上升時間。

為響應(yīng)時間選擇對數(shù)放大器時，設(shè)計人員必須考慮其主要應(yīng)用。圖3顯示了用于電路中的對數(shù)放大器，用于檢測簡單的ASK信號。在此示例中，RF突發(fā)的存在或不存在傳達(dá)了數(shù)字信息的1和0。它也可用于雷達(dá)應(yīng)用，其中突發(fā)的到達(dá)時間是要測量的關(guān)鍵參數(shù)。

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盡管對數(shù)放大器檢測到的信號可能會在較大的動態(tài)范圍內(nèi)變化，但對數(shù)放大器的輸出幅度并不重要。重要的是它檢測到突發(fā)的存在或不存在。實際上，在所示的應(yīng)用中，對數(shù)放大器的輸出被饋送到比較器。比較器的閾值設(shè)置為與對數(shù)放大器輸入電平相對應(yīng)的電壓，該電壓略高于其動態(tài)范圍的底部。在這樣的應(yīng)用中，通常的做法是將響應(yīng)時間指定為10％到90％的上升時間，即信號從其最終值的10％變?yōu)?0％所花費的時間。盡管此標(biāo)準(zhǔn)并未指出對數(shù)放大器提供輸入幅度的精確讀數(shù)之前需要花費多長時間，但它確實很好地表明了對數(shù)放大器可以檢測到的脈沖寬度。

在測量輸入信號大小至關(guān)重要的應(yīng)用中，將響應(yīng)時間定義為突發(fā)開始到對數(shù)放大器的輸出達(dá)到其最終值的某個部分（0.5 dB）之間的時間更為合適。通常使用最終價值）。

圖4a和b顯示了AD8314上脈沖響應(yīng)測量的結(jié)果針對手機(jī)中傳輸?shù)臅r分多址（TDMA）突發(fā)的檢測和控制進(jìn)行了優(yōu)化。對數(shù)放大器的工作頻率為100 MHz至2.5 GHz，動態(tài)范圍為45 dB。圖4a顯示了+ 10、0，–10和–20 dBm輸入電平的輸出響應(yīng)（顯示了+ 10-dBm輸入信號）。顯而易見，對數(shù)放大器的輸出信號的下降沿存在問題。與上升沿相比，該圖的下降沿有一條長尾巴，沉降很慢。但是，仔細(xì)檢查后，可以得出結(jié)論，對數(shù)放大器確實在做應(yīng)做的事情—檢測到在很大動態(tài)范圍內(nèi)變化的信號。仔細(xì)觀察圖4a中輸入信號的衰減，可以看出，在300 ns突發(fā)結(jié)束時，它不會立即完全關(guān)閉。該信號衰減到人眼幾乎看不見的水平，例如示波器。但是，在對數(shù)域中，信號在突發(fā)結(jié)束后仍然相對較大。當(dāng)然，對數(shù)放大器會檢測到相對較大的信號。

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圖4b顯示了+ 10-dBm輸入信號放大到更大的比例。在這里，很明顯，突發(fā)在較低的水平上持續(xù)了額外的100 ns，并且在此之后需要更多的時間才能穩(wěn)定下來。這種100 ns突發(fā)擴(kuò)展的結(jié)果在對數(shù)放大器的輸出處清晰可見。請注意，此問題在爆發(fā)開始時并不明顯。上升時，輸入信號會迅速從零斜升到接近其最終值的值。上升時間的穩(wěn)定部分需要經(jīng)過一個以分貝為單位的很小的電壓范圍。例如，log（20）– log（10）> log（100）– log（90）。

顯然，精確控制脈沖串的關(guān)斷對于測量對數(shù)放大器輸出的下降時間至關(guān)重要，這比線性放大器更為關(guān)鍵。圖5顯示了用于精確測量對數(shù)放大器上升和下降時間的電路。脈沖發(fā)生器用于打開和關(guān)閉RF源。為了從對數(shù)放大器接收到尖銳的下降沿響應(yīng)，必須以100 ps的增量調(diào)整脈沖發(fā)生器的脈沖寬度。這樣，就可以調(diào)整RF發(fā)生器的控制，直到關(guān)閉脈沖使猝發(fā)停止，就像它過零一樣。RF發(fā)生器對猝發(fā)使能信號做出反應(yīng)的能力也很關(guān)鍵。通常，發(fā)生器的這種特性是未知的，確定它需要進(jìn)行一些實驗。

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在這些信號測量過程中，均使用場效應(yīng)晶體管（FET）探頭，因為它們貢獻(xiàn)的負(fù)載電容很小。對于對數(shù)放大器的輸出的測量尤其如此，因為即使很小的負(fù)載電容也可以形成具有對數(shù)放大器的輸出阻抗的低通濾波器，并減慢輸出邊沿。

到目前為止，討論集中在檢測RF突發(fā)（也稱為RF脈沖）上，即先打開，保持一小段時間然后關(guān)閉的AC信號。對數(shù)放大器還可以檢測基帶脈沖，但是并未針對此功能進(jìn)行優(yōu)化。基帶脈沖被定義為一種信號，它在短時間內(nèi)從一個DC電平（通常但不總是0 VDC）變?yōu)榱硪粋€電平，然后又恢復(fù)為原始值。一個很好的例子可能是來自光電二極管的信號。通常，需要該脈沖的直流耦合。由于大多數(shù)對數(shù)放大器內(nèi)部都采用直流耦合，因此從根本上講是可行的。但是，當(dāng)使用帶差分輸入的單電源對數(shù)放大器時，存在一個實際的限制。輸入信號必須放置在比接地電位高幾伏的位置，以便對第一級進(jìn)行適當(dāng)?shù)钠谩?/font>此外，

圖6顯示了如何使用差分放大器AD8138對信號進(jìn)行電平轉(zhuǎn)換和轉(zhuǎn)換為差分形式。的AD8138的差分輸出然后驅(qū)動AD8310數(shù)放大器，其具有大約1 k的輸入阻抗Ω。四個499-Ω電阻設(shè)置差分放大器的增益統(tǒng)一。通過向AD8138的VOCM引腳施加+2.5 VDC（來自電源基準(zhǔn)的電阻分壓器），可實現(xiàn)+2.5 VDC的輸出共模（或偏置）電壓。

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在此應(yīng)用中，有必要調(diào)整電路的失調(diào)電壓。請記住，僅幾個毫伏的偏移量就可以大大減小對數(shù)域的動態(tài)范圍。在正常（交流耦合）工作條件下，AD8310補償其內(nèi)部失調(diào)電壓。（這是通常建議使用AC耦合的另一個原因。）當(dāng)輸入為DC耦合時，必須禁用該失調(diào)補償電路。這是通過向AD8310的OFLT引腳施加大約+1.9 VDC的標(biāo)稱電壓來實現(xiàn)的。請注意，這不會調(diào)整對數(shù)放大器的失調(diào)電壓，只是將其保持在固定水平，并防止了對數(shù)放大器的失調(diào)補償電路將直流輸入信號誤解為失調(diào)。

因此，AD8138的微調(diào)可以補償兩個器件的失調(diào)。通過將電路的輸入端接地并將AD8138的反相輸入端上的增益電阻（在此示例中使用50Ω電位計）稍微改變，直至AD8310的輸出端的電壓達(dá)到最小值，即可進(jìn)行修整。修整后，動態(tài)范圍的下限受到AD8138輸出端的寬帶噪聲限制，其峰峰值約為425μV。圖7顯示了該電路如何響應(yīng)一系列幅度為1 mV，10 mV，100 mV和+1 VDC的100μs脈沖。該電路可以檢測到窄至40 ns的脈沖。脈沖之前和之后輸出信號上的過多噪聲歸因于信號發(fā)生器噪聲。

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