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本期，我們將介紹諧振轉(zhuǎn)換器同步整流器 (SR)設(shè)計(jì)注意事項(xiàng)

諧振轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行狀態(tài)比脈寬調(diào)制轉(zhuǎn)換器的運(yùn)行狀態(tài)復(fù)雜得多。以圖 1中的電感-電感-電容-串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器 (LLC-SRC)為例，在給定的負(fù)載條件以及開(kāi)關(guān)頻率 (fsw) 相對(duì)位置和串聯(lián)諧振頻率 (fr) 下，常規(guī) LLC-SRC 設(shè)計(jì)中有四種常見(jiàn)狀態(tài)（圖 2）。在 fswr 時(shí)，整流二極管電流在有源開(kāi)關(guān) (Q1 或 Q2) 關(guān)斷前變?yōu)榱?。因此，將金屬氧化?a target="_blank">半導(dǎo)體場(chǎng)效應(yīng)晶體管 (MOSFET) 用作整流器（即 SR）時(shí)，SR 必須關(guān)斷且占空比小于 50%，以免整流器電流回流。否則，過(guò)大的循環(huán)電流會(huì)影響轉(zhuǎn)換器效率。

圖 1：電感-電容串聯(lián)諧振轉(zhuǎn)換器 (LLC-SRC) 提供了軟開(kāi)關(guān)特性，允許高頻運(yùn)行

圖 2：在重負(fù)載和 fswr(a)、輕負(fù)載和 fswr(b)、重負(fù)載和 fsw>fr(c) 以及輕負(fù)載和 fsw>fr(d) 條件下的 LLC-SRC 運(yùn)行狀態(tài)表明，在施加 SR 的情況下，需要進(jìn)行電流檢測(cè)，以免輸出整流器上出現(xiàn)反向電流

在 fswr 時(shí)，重負(fù)載下的整流器電流傳導(dǎo)時(shí)間實(shí)際上為 0.5/fr。因此，在 fswr 時(shí)，可以將重負(fù)載下的 SR 導(dǎo)通時(shí)間限制為略小于 0.5/fr，并在較輕負(fù)載下禁用 SR。但是，這種開(kāi)環(huán) SR 控制方法無(wú)法優(yōu)化轉(zhuǎn)換器效率。

更可靠的 SR 控制方法是通過(guò)MOSFET 漏源電壓 (VDS)檢測(cè)（圖 3）?；旧?，此 SR 控制方法會(huì)將 MOSFET VDS與兩個(gè)不同的電壓閾值進(jìn)行比較，以導(dǎo)通和關(guān)斷 MOSFET。一些較新的 VDS檢測(cè) SR 控制器（例如德州儀器 (TI) 的UCC24624）甚至還有第三個(gè)電壓閾值來(lái)激活比例柵極驅(qū)動(dòng)器，從而以極小的延遲快速關(guān)閉 SR。

圖 3：VDS檢測(cè) SR 會(huì)在不同的 VDS電壓電平下打開(kāi)和關(guān)閉 SR

值得注意的是，電壓閾值均為毫伏級(jí)；需要高精度檢測(cè)電路。因此，VDS檢測(cè)方法通常通過(guò)使用集成電路來(lái)實(shí)現(xiàn)，集成電路具有 VDS電平（通常小于 200V）和 fsw限制（通常小于 400kHz）。由于 VDS檢測(cè) SR 控制方法存在局限性，您將需要使用不同的 SR 控制方法來(lái)優(yōu)化高壓和高頻諧振轉(zhuǎn)換器的 SR 導(dǎo)通。

在 Rogowski 線圈后面使用積分器和比較器是控制高頻諧振轉(zhuǎn)換器 SR 的另一種方法。圖 4 方框圖展示了在電容-電感-電感-電感-電容串聯(lián)諧振雙有源電橋轉(zhuǎn)換器 (CLLLC-SRes-DAB)上使用 Rogowski 線圈進(jìn)行 SR 控制。帶繞組的空芯線圈（Rogowski 線圈）放置在變壓器繞組上，用于電流檢測(cè)。當(dāng)時(shí)變電流流經(jīng)線圈時(shí)，電流生成的磁通量會(huì)在線圈繞組上感應(yīng)出電壓。與原始時(shí)變電流相比，感應(yīng)電壓將具有 90 度的相位差。

圖 4：Rogowski 線圈 SR 控制可在 CLLLC-SRes-DAB 轉(zhuǎn)換器中實(shí)現(xiàn)精確的高頻 SR 感應(yīng)和控制

在 Rogowski 線圈之后添加積分器，可以產(chǎn)生同相電壓，甚至超前原始時(shí)變電流。因此，可以將積分器輸出的電壓過(guò)零點(diǎn)設(shè)置為略早于時(shí)變電流的過(guò)零點(diǎn)，以適應(yīng)可能的傳播和控制延遲。然后將放大的積分器輸出信號(hào)與給定的比較器閾值進(jìn)行比較，以生成具有近乎優(yōu)化的 SR 導(dǎo)通時(shí)間的 SR 驅(qū)動(dòng)信號(hào)。在控制電路中插入的額外斜率檢測(cè)邏輯可在不同負(fù)載條件下進(jìn)一步優(yōu)化 SR 傳導(dǎo)時(shí)間。由于 Rogowski 線圈通過(guò)磁通量檢測(cè)電流，因此不存在電壓電平限制。此外，Rogowski 線圈使用空芯而不是磁芯材料，因此其帶寬非常高且沒(méi)有飽和限制；因此，與 VDS檢測(cè) SR 控制方法不同，即使在兆赫級(jí)諧振轉(zhuǎn)換器上也沒(méi)有頻率限制問(wèn)題。

圖 5 說(shuō)明了此處建議的方法。將圖 5 中的時(shí)變電流定義為i(t)，并假設(shè) Rogowski 線圈垂直放置在變壓器繞組上，可以使用方程式 1 來(lái)計(jì)算 Rogowski 線圈繞組輸出電壓，如下所示：

方程式 1

其中，A是 Rogowski 線圈上每匝的橫截面面積（假設(shè) Rogowski 線圈上的各匝都具有相同的橫截面面積），N是 Rogowski 線圈上的匝數(shù)，l是 Rogowski 線圈的周長(zhǎng)，μ0= 4π · 10-7H/m 是磁導(dǎo)率。

圖 5：無(wú)源積分器允許 Rogowski 線圈 SR 控制電路預(yù)測(cè)電流過(guò)零點(diǎn)時(shí)序

假設(shè)在建議的感應(yīng)電路中使用理想的運(yùn)算放大器，方程式 2 這樣表示 Rogowski 線圈輸出 v1_0與無(wú)源積分器輸出 v2_0之間的電壓關(guān)系：

方程式 2

可使用方程式 3 形式求解方程式 2 中的差分方程：

方程式 3

其中 a0是一個(gè)常量，用方程式 4 表示。

方程式 4

為了更輕松地了解如何調(diào)整無(wú)源積分器和放大器的相位差，假設(shè)時(shí)變電流是純正弦，這將使 Rogowski 線圈輸出電壓和積分器輸出為純正弦。換言之，求解方程式 1 和方程式 2 得到i(t)的解，假設(shè) v2_0(t)= a1sin(ωt)，方程式 2 可以重寫(xiě)為方程式 5：

方程式 5

其中，方程式 6

方程式 6

翻轉(zhuǎn) Rogowski 線圈的引腳排列，時(shí)變電流變?yōu)榉匠淌?7：

方程式7

當(dāng)在方程式 3 中將 Φ 設(shè)為 ?π/2、在方程式 4 中將 Φ 設(shè)為 π/2 時(shí)，通過(guò)在 Rogowski 線圈輸出和積分器輸入之間使用正確的連接極性改變 R1、R2、C1 和 fsw(ω = 2πfsw) 的值，積分器輸出 v2_0(t)可以與 SR 電流i(t)同相。此外，在實(shí)際應(yīng)用中，可以設(shè)置積分器波形以引導(dǎo) SR 電流。因此，在控制器和驅(qū)動(dòng)器分別有響應(yīng)時(shí)間和傳播延遲的情況下，SR 關(guān)斷時(shí)序仍能達(dá)到零電流電流過(guò)零點(diǎn)。

圖 6 展示了檢測(cè)電路的繞組電流測(cè)量值和增益放大器輸出電壓。如您所見(jiàn)，將零電壓電流過(guò)零點(diǎn)編程為比實(shí)際檢測(cè)電流更早關(guān)斷，可以調(diào)節(jié)傳播和控制延遲。

圖 6：此 SR 電流測(cè)量比較展示了預(yù)測(cè)性 SR 感應(yīng)，即積分器輸出的電流過(guò)零點(diǎn)早于實(shí)際的電流過(guò)零點(diǎn)

圖 7 所示為開(kāi)關(guān)頻率低于串聯(lián)諧振頻率時(shí)的理想 SR 關(guān)斷時(shí)序。

圖 7：在 300kHz(a) 和 400kHz(b) 下，SR 在理想的電流過(guò)零點(diǎn)關(guān)斷

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