隨著USB Type-C接口與USB PD （Power Delivery）技術(shù)在個(gè)人電子設(shè)備領(lǐng)域的普及，USB Type-C接口已成為筆記本電腦的主流充電接口，而電池充電器芯片在電池充電應(yīng)用中又發(fā)揮了至關(guān)重要的作用。本文從USB Type-C概念出發(fā)，先了解其電力傳輸連接；然后結(jié)合圣邦微電子推出的SGM41570系列升降壓NVDC電池充電器芯片，重點(diǎn)闡述筆記本電腦充電應(yīng)用外圍電路設(shè)計(jì)，并對(duì)系統(tǒng)滿載時(shí)的損耗進(jìn)行評(píng)估，最終將損耗占比繪制為圓餅圖。方便設(shè)計(jì)者根據(jù)各個(gè)損耗的占比大小，直觀的評(píng)估設(shè)計(jì)損耗是否滿足要求，進(jìn)而優(yōu)化設(shè)計(jì)。

01USB Type-C概述

USB Type-C是一種革命性的接口技術(shù)，它憑借其纖薄的設(shè)計(jì)、正反可插的便利性，以及強(qiáng)大的數(shù)據(jù)傳輸和電力供應(yīng)能力，徹底改變了筆記本電腦和其他數(shù)字設(shè)備的連接方式。在筆記本電腦應(yīng)用中，USB Type-C不僅簡化了接口規(guī)范，實(shí)現(xiàn)了數(shù)據(jù)線的統(tǒng)一，還通過集成USB PD技術(shù)，支持高達(dá)240W[1]的電力傳輸，從而能夠快速、高效地為筆記本電池充電。這不僅大幅縮短了充電時(shí)間，還使得筆記本電腦能夠在更廣泛的場(chǎng)景下，僅需一根輕便的Type-C線纜就能同時(shí)滿足充電、數(shù)據(jù)傳輸乃至視頻輸出的需求，極大提升了用戶的移動(dòng)性和使用體驗(yàn)。此外，Type-C接口的雙向充電功能，意味著筆記本電腦在必要時(shí)也能充當(dāng)其他設(shè)備的電源，增加了使用的靈活性和實(shí)用性。

典型的USB Type-C電力傳輸連接[2]如圖1所示，其主要包含三大組件：USB PD控制器、電池充電器、電池計(jì)量芯片?？驁D中的各個(gè)組件通過復(fù)雜的邏輯和控制策略協(xié)同工作，實(shí)現(xiàn)電力的高效、安全傳輸，以及數(shù)據(jù)傳輸。

圖1 USB Type-C電力傳輸連接1

1圖中VBUS對(duì)應(yīng)下文中的VIN，VSYS對(duì)應(yīng)VOUT。

02SGM41570系列簡介

SGM41570系列產(chǎn)品包含支持SMBus接口的SGM41570[3]和支持I2C接口的SGM41573[4]兩顆芯片，是一款功能強(qiáng)大的同步升降壓型鋰電池充電控制器，特別為需要高效充電及電源路徑管理的應(yīng)用設(shè)備而設(shè)計(jì)，如筆記本電腦和掃地機(jī)器人等。它支持1節(jié)至4節(jié)鋰電池的充電，并集成了多種先進(jìn)的功能以滿足多樣化的充電需求。

首先，SGM41570具有廣泛的輸入源兼容性，能夠靈活處理來自傳統(tǒng)適配器、USB適配器以及高壓USB PD源的輸入?；谳斎朐春碗姵氐膶?shí)際狀態(tài)，該控制器在上電過程中能夠自動(dòng)切換為降壓、升壓或升降壓模式，無需主機(jī)控制干預(yù)，從而確保充電過程的高效和安全。

其次，SGM41570具備窄電壓直流充電（NVDC）路徑管理功能，以及動(dòng)態(tài)功率管理（DPM）功能，這些功能使得電源分配更加優(yōu)化，充電效率更高。此外，該芯片還支持USB OTG（On-The-Go）模式，這意味著在需要時(shí)，它可以給外設(shè)供電，進(jìn)一步擴(kuò)展了應(yīng)用場(chǎng)景。

當(dāng)USB OTG端口沒有外部負(fù)載時(shí)，SGM41570支持VMIN主動(dòng)保護(hù)（VAP）功能，在系統(tǒng)功率較大時(shí)，避免系統(tǒng)電壓跌落。同時(shí)，該芯片能夠監(jiān)控適配器電流、電池電流和系統(tǒng)功率，并在系統(tǒng)功率超出適配器和電池的可用功率時(shí)，發(fā)出一個(gè)靈活編程的nPROCHOT脈沖，通知CPU進(jìn)行節(jié)流操作，以避免設(shè)備過載和損壞。

綜上所述，SGM41570是一款集高效率充電、智能電源路徑管理、廣泛輸入源兼容性和豐富保護(hù)功能于一體的鋰電池充電控制器，為各種需要鋰電池充電的應(yīng)用設(shè)備提供了理想的解決方案。

圖2 典型應(yīng)用設(shè)計(jì)原理圖

03筆記本電腦應(yīng)用設(shè)計(jì)

在筆記本電腦應(yīng)用設(shè)計(jì)中，升降壓充電芯片能夠?yàn)殡娔X提供更靈活的電源適配能力和更高效的電源管理。本節(jié)采用SGM41570降壓-升壓電池充電控制器，基于最高20V適配器電壓，4節(jié)電池，100W系統(tǒng)峰值功耗的筆記本電腦應(yīng)用進(jìn)行設(shè)計(jì)。該參考設(shè)計(jì)在100W系統(tǒng)功率下具有高達(dá)96.7%的峰值效率。

3.1 設(shè)計(jì)要求

3.2 電池設(shè)置

芯片內(nèi)部LDO激活后，通過CELL_BATPRESZ引腳偏置電壓來檢查電池節(jié)數(shù)配置。當(dāng)為四節(jié)電池配置時(shí)，CELL_BATPRESZ引腳可以通過10kΩ電阻上拉至VDDA。有關(guān)電池設(shè)置閾值，請(qǐng)參考SGM41570規(guī)格書[3]。

3.3 外部限流設(shè)置

將ILIM_HIZ引腳通過電阻分壓連接到REGN與GND之間，可使用以下公式設(shè)置目標(biāo)輸入電流限值IDPM：

根據(jù)設(shè)計(jì)要求，最大輸出功率為100W，額定輸入電壓條件下，對(duì)應(yīng)輸入電流為5A。按照1.2倍輸入電流，6A作為輸入電流限制。選擇10mΩ采樣電阻，根據(jù)公式可以計(jì)算出VILIM_HIZ為3.4V。按照5.6V REGN進(jìn)行計(jì)算，選擇上分壓電阻63.9kΩ和下分壓電阻100kΩ。

3.4 輸入濾波器設(shè)計(jì)

SGM41570采用平均電流控制模式，通過ACP與ACN之間的差分電壓對(duì)輸入電流進(jìn)行檢測(cè)，再根據(jù)輸入電流對(duì)電感電流信息進(jìn)行還原。然而，芯片布局產(chǎn)生的寄生電感會(huì)在ACP與ACN之間產(chǎn)生高頻振鈴，導(dǎo)致電感電流采樣失真，進(jìn)而影響平均電流控制環(huán)路，甚至出現(xiàn)輸出震蕩現(xiàn)象。此外，輸入電流采樣失真還會(huì)導(dǎo)致IINDPM環(huán)路，IIN_ADC的精度變差。有關(guān)IINDPM與IIN_ADC的功能描述，請(qǐng)參考SGM41570規(guī)格書[3]。

對(duì)于實(shí)際應(yīng)用設(shè)計(jì)，建議使用圖3中RC濾波電路對(duì)PCB寄生參數(shù)導(dǎo)致的高頻噪聲進(jìn)行濾除。設(shè)計(jì)RC濾波器時(shí)間常數(shù)介于47ns至200ns，可以有效地濾除輸出電流采樣中的高頻噪聲。不建議將RC濾波時(shí)間常數(shù)設(shè)置太大，否則當(dāng)系統(tǒng)處于正向Buck模式，輸入電流為斷續(xù)狀態(tài)，輸入電流采樣出現(xiàn)失真會(huì)導(dǎo)致芯片無法準(zhǔn)確還原出電感電流信息。

圖3 ACN-ACP輸入濾波器

3.5 電感選型

SGM41570有兩種開關(guān)頻率可供選擇，800kHz與1200kHz。開關(guān)頻率越高，允許使用的電感感值、輸入與輸出電容容值越小，但功率管開關(guān)損耗也會(huì)隨之增大。本設(shè)計(jì)按照800kHz默認(rèn)開關(guān)頻率進(jìn)行計(jì)算，下文公式中的參數(shù)符號(hào)含義及數(shù)值請(qǐng)參考附錄。選擇電感飽和電流ISAT應(yīng)大于最大輸出電流IOUT_MAX加上電感電流紋波IRIPPLE的一半：

當(dāng)處于Buck CCM模式（D = VOUT/ VIN），電感電流紋波IRIPPLE公式如下：

根據(jù)上述公式可知，D為0.5時(shí)取得最大電感電流紋波，當(dāng)D大于0.5，保持輸入電壓不變，隨著輸出電壓增大，紋波逐漸減小。根據(jù)設(shè)計(jì)要求范圍，當(dāng)輸入電壓為20V，輸出電壓12.3V時(shí)，對(duì)應(yīng)最大電感電流紋波。

通常，電感紋波設(shè)計(jì)在20%~40%的最大輸出電流之間。取紋波系數(shù)KIND為30%，根據(jù)如下公式可以得到設(shè)計(jì)電感值：

選擇2.2μH標(biāo)稱電感值，飽和電流大于9.3A的電感。Wurth 74437356022這款電感滿足設(shè)計(jì)需求，IR= 8.5A，ISAT,10%= 10A，DCR = 13.6mΩ。

3.6 輸入電容選擇

選擇合適的輸入電容，對(duì)吸收輸入開關(guān)電流紋波，減小輸入電壓紋波至關(guān)重要。根據(jù)公式（5）可以計(jì)算流經(jīng)輸入電容電流的有效值，根據(jù)公式（6）可計(jì)算輸入電容上產(chǎn)生的紋波電壓：

通常X7R或X5R陶瓷電容是輸入去耦電容的首選，在輸入采樣電阻RAC與功率管Q1之間放置10nF + 1nF的電容組合，可以有效濾除功率管開關(guān)瞬間產(chǎn)生的高頻振鈴電壓。

根據(jù)設(shè)計(jì)要求范圍，選擇20V輸入電壓，15.2V輸出電壓作為典型應(yīng)用計(jì)算參數(shù)，后續(xù)將基于此條件進(jìn)行設(shè)計(jì)。按照1%輸入電壓紋波系數(shù)帶入公式（6）進(jìn)行計(jì)算，得到最小輸入電容容值約為7.5μF。考慮陶瓷電容直流偏置效應(yīng)，選擇6顆25V 10μF 0805封裝陶瓷電容以獲得所需的有效電容值，具體陶瓷電容直流偏置降額曲線，請(qǐng)參考對(duì)應(yīng)制造商規(guī)格書。為了減小極端條件下，如溫度變化和輸入電壓波動(dòng)對(duì)輸入有效容值的影響，推薦增加一顆25V至35V耐壓，容值10μF的鉭電容（POSCAP）。

3.7 輸出電容選擇

選擇合適的輸出電容，對(duì)吸收電感電流紋波、減小穩(wěn)態(tài)以及負(fù)載瞬態(tài)時(shí)輸出電壓的紋波及系統(tǒng)的穩(wěn)定性至關(guān)重要。根據(jù)公式（7）可以計(jì)算流經(jīng)輸出電容電流的有效值，根據(jù)公式（8）可以計(jì)算輸出電容上產(chǎn)生的紋波電壓：

此外，公式（9）可用于計(jì)算最小輸出電容，在控制環(huán)路響應(yīng)負(fù)載變化之前，電容至少提供兩個(gè)開關(guān)周期的電流階躍（ΔIOUT）的能量，并且允許的最大輸出瞬態(tài)電壓變化為ΔVOUT（過沖或下沖）。

按照10% ~ 100%的負(fù)載瞬態(tài)，最大5%的瞬態(tài)電壓變化，綜合考慮上述條件，計(jì)算得到最小輸出電容容值約為19.5μF?？紤]陶瓷電容直流偏置效應(yīng)，選擇7顆25V 10μF 0805封裝陶瓷電容以獲得所需的有效電容值。同樣為了減小極端條件下，如溫度變化和輸入電壓波動(dòng)對(duì)輸出有效容值的影響，推薦增加兩顆25V至35V耐壓，容值33μF的鉭電容。

3.8 功率MOSFET選擇

SGM41570是功率MOSFET外置的升降壓型充電管理控制器，需要四個(gè)N溝道MOSFET。內(nèi)部柵極驅(qū)動(dòng)器提供5.6V的驅(qū)動(dòng)電壓。選擇額定電壓為30V或更高的MOSFET，以滿足20V的輸入電壓需求。

電感電流峰值在3.5小節(jié)中已有計(jì)算，實(shí)際選擇MOSFET的持續(xù)漏極電流應(yīng)考慮2倍以上的裕量，ID應(yīng)大于18.6A。

為了在導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗之間進(jìn)行權(quán)衡，常用的參數(shù)是MOSFET的品質(zhì)因數(shù)（FOM）[5]。根據(jù)公式（10）可以計(jì)算FOM，其中RDS(ON)為導(dǎo)通電阻，QGD為柵漏極電荷。FOM值越低，MOSFET總的損耗就越小。

一般來說，對(duì)于某個(gè)產(chǎn)商的同一系列MOSFET，F(xiàn)OM值變化不大。在選定某個(gè)系列的MOSFET后，應(yīng)綜合考慮導(dǎo)通損耗、開關(guān)損耗以及成本等因素，選出合適的MOSFET。本設(shè)計(jì)中選擇SGMNQ70430這款N溝道MOSFET作為4個(gè)主功率管，其額定電壓為30V，持續(xù)漏極電流為46A。

04損耗計(jì)算

上一章對(duì)外圍電路進(jìn)行了設(shè)計(jì)，本章將基于此設(shè)計(jì)對(duì)系統(tǒng)滿載時(shí)的損耗進(jìn)行計(jì)算評(píng)估。（20V典型輸入電壓，15.2V典型輸出電壓，100W系統(tǒng)輸出功率，800kHz開關(guān)頻率），最終將損耗占比繪制為圓餅圖。設(shè)計(jì)者根據(jù)圓餅圖可以清晰的得出各個(gè)損耗之間的占比大小，從而評(píng)估設(shè)計(jì)損耗是否滿足要求，以及哪些部分有提升的空間，進(jìn)而優(yōu)化設(shè)計(jì)。

4.1 MOSFET損耗

本應(yīng)用中，轉(zhuǎn)換器主要工作于同步Buck模式，MOSFET相關(guān)功率損耗主要由導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗組成。導(dǎo)通損耗是高側(cè)Q1管和低側(cè)Q2管導(dǎo)通損耗的總和，這部分損耗與開關(guān)頻率無關(guān)。開關(guān)損耗則包括Q1開關(guān)損耗、Q2開關(guān)損耗、柵極驅(qū)動(dòng)損耗、Q2體二極管損耗、反向恢復(fù)損耗以及MOSFET的輸出電容損耗[6]。

4.1.1 導(dǎo)通損耗

導(dǎo)通損耗由MOSFET的導(dǎo)通電阻和流過電流有效值決定?？梢酝ㄟ^以下公式進(jìn)行計(jì)算：

綜合上述公式，計(jì)算得到Q1導(dǎo)通損耗為0.234W，Q2導(dǎo)通損耗為0.065W。

4.1.2 開關(guān)損耗

1. 交疊損耗

MOSFET在開關(guān)的過程中，導(dǎo)通和關(guān)斷都需要一定的時(shí)間。在過渡期間，Q1管同時(shí)承受了較高的電壓和電流，從而引發(fā)開關(guān)損耗。下圖顯示了Q1開啟階段柵源電壓VGS、漏源電壓VDS以及漏極電流ID波形。

圖4 Q1管開啟階段的電壓和電流波形

MOSFET導(dǎo)通時(shí)間計(jì)算公式如下：

其中，驅(qū)動(dòng)電流按照以下公式進(jìn)行估算[7]：

其中，MOSFET關(guān)斷時(shí)間計(jì)算與導(dǎo)通時(shí)間計(jì)算過程相似，關(guān)斷時(shí)驅(qū)動(dòng)電流計(jì)算公式如下：

根據(jù)上述公式可估算出tON= 10.4ns，tOFF= 6.8ns。建議選擇MOSFET導(dǎo)通時(shí)間小于20ns，以減小開關(guān)損耗占比。通常，建議選擇CISS小于1000pF的MOSFET。

MOSFET導(dǎo)通與關(guān)斷損耗計(jì)算公式如下：

計(jì)算得出MOSFET在導(dǎo)通階段交疊損耗為0.463W，關(guān)斷階段交疊損耗為0.415W。

2. 驅(qū)動(dòng)損耗

MOSFET柵極驅(qū)動(dòng)損耗計(jì)算如下：

下管導(dǎo)通過程由于體二極管續(xù)流，VDS電壓已接近0V，所以無需考慮米勒電容影響；此外計(jì)算損耗的電壓是VOUT而非VREGN，因?yàn)樾酒藭r(shí)工作于Buck模式，所以VREGN電壓由VOUT電壓通過LDO生成，按照VOUT電壓計(jì)算能夠包含驅(qū)動(dòng)過程LDO的損耗。不建議增加驅(qū)動(dòng)電阻以減慢驅(qū)動(dòng)速度，可以適當(dāng)增加?xùn)旁礃O電容、自舉電容側(cè)串聯(lián)電阻或者增加RC snubber以減慢MOSFET開關(guān)速度。根據(jù)上述公式可以計(jì)算功率管Q1與Q2總的驅(qū)動(dòng)損耗為0.146W。

3. 死區(qū)損耗

為了防止Q1和Q2同時(shí)導(dǎo)通將VIN短路，轉(zhuǎn)換器加入了兩個(gè)短暫的死區(qū)時(shí)間：Q2關(guān)斷與Q1導(dǎo)通之間的上升沿死區(qū)時(shí)間，以及Q1關(guān)斷與Q2導(dǎo)通之間的下降沿死區(qū)時(shí)間。在這兩個(gè)死區(qū)時(shí)間間隔內(nèi)，Q1和Q2都處于關(guān)閉狀態(tài)，Q2的體二極管導(dǎo)通續(xù)流。此時(shí)會(huì)引入死區(qū)損耗（即體二極管導(dǎo)通損耗）和體二極管反向恢復(fù)損耗。死區(qū)損耗計(jì)算公式如下：

計(jì)算得到死區(qū)損耗為0.169W。

4. 體二極管反向恢復(fù)損耗

體二極管反向恢復(fù)損耗計(jì)算公式如下[8]：

計(jì)算得到體二極管反向恢復(fù)損耗為0.144W。

5. 輸出電容損耗

與MOSFET相關(guān)的另一個(gè)功率損耗是輸出電容損耗，這由輸出電容COSS的充電和放電引起。其計(jì)算公式如下：

若MOSFET規(guī)格書未給出QOSS參數(shù)，可以根據(jù)規(guī)格書中提供的COSS隨VDS變化曲線，擬合為函數(shù)后進(jìn)行計(jì)算：

由于SGMNQ70430這款MOSFET規(guī)格書未給出QOSS參數(shù)，故通過函數(shù)擬合方法進(jìn)行計(jì)算，總的輸出電容損耗為0.185W。

4.2 電感損耗

電感損耗主要包括線圈損耗和磁芯損耗兩大類。線圈損耗主要由直流電阻（DCR）和交流電阻（ACR）組成，而磁芯損耗則包括磁滯損耗、渦流損耗和剩余損耗。對(duì)于絕大多數(shù)電感廠商，所提供的規(guī)格書參數(shù)是無法完整計(jì)算出電感損耗的。少部分電感廠商會(huì)提供相應(yīng)的損耗計(jì)算工具，幫助開發(fā)者對(duì)電感損耗進(jìn)行估計(jì)。例如，Wurth官網(wǎng)有74437356022這款電感的損耗計(jì)算工具，在填入電感電流對(duì)應(yīng)參數(shù)后，可以生成交流損耗和直流損耗兩部分，其中交流損耗結(jié)果可以直接參考，直流損耗則通過以下公式進(jìn)行計(jì)算[9]：

電感直流損耗為0.592W，交流損耗參考官網(wǎng)計(jì)算結(jié)果為0.136W，總的電感損耗為0.728W。

4.3 IC靜態(tài)損耗

對(duì)于SGM41570控制IC，其本身也存在靜態(tài)功耗，可以通過公式（30）進(jìn)行估算，得到IC靜態(tài)功耗為0.038W。

4.4 其他損耗

SGM41570是升降壓型控制器，當(dāng)系統(tǒng)工作于Buck模式時(shí)，Q3處于常開狀態(tài)，其導(dǎo)通電阻會(huì)產(chǎn)生相應(yīng)的導(dǎo)通損耗。輸入電流流經(jīng)10mΩ采樣電阻RAC也會(huì)對(duì)應(yīng)產(chǎn)生損耗，計(jì)算公式分別如下：

Q3導(dǎo)通損耗為0.307W，采樣電阻RAC損耗為0.334W。

4.5 總結(jié)

根據(jù)本小節(jié)中損耗計(jì)算結(jié)果，將其匯總至下表：

根據(jù)損耗計(jì)算結(jié)果及以下效率公式，能夠計(jì)算出本設(shè)計(jì)系統(tǒng)效率為96.88%。

需注意，整個(gè)計(jì)算過程均為25℃時(shí)的參數(shù)，未考慮系統(tǒng)溫升影響。實(shí)際對(duì)于功率MOSFET導(dǎo)通電阻，以及功率電感的DCR等都會(huì)隨著溫度的升高發(fā)生明顯變化。如需更加準(zhǔn)確的估算，可以考慮溫升影響，對(duì)結(jié)果進(jìn)行迭代。

根據(jù)損耗表格的結(jié)果，可以得到Q1和Q2總損耗為1.82W，平均一顆MOSFET的損耗為0.91W。考慮MOSFET熱阻，可以粗略估算出MOSFET溫升：

根據(jù)上述公式計(jì)算得到MOSFET溫升為41.8℃。MOSFET的規(guī)格書中一般會(huì)提供導(dǎo)通電阻RDS(ON)隨溫度變化曲線，按照溫升信息查找即可獲得對(duì)應(yīng)溫度下的RDS(ON)，電感DCR同樣可以通過類似方式獲得。將得到的數(shù)據(jù)重新帶入損耗公式中進(jìn)行計(jì)算，得到如下結(jié)果：

根據(jù)溫度矯正后的損耗計(jì)算結(jié)果，計(jì)算出20V適配器電壓，4節(jié)電池，100W功耗系統(tǒng)效率為96.68%。

為驗(yàn)證計(jì)算結(jié)果準(zhǔn)確性，按照參考設(shè)計(jì)外圍電路在SGM41570 DEMO板上進(jìn)行效率測(cè)試[10]：

根據(jù)上述數(shù)據(jù)，估算效率與實(shí)測(cè)效率僅相差0.08%，屬于合理誤差范圍。為更加清晰直觀的獲得各部分損耗之間的占比關(guān)系，繪制各部分損耗餅圖如下圖所示：

圖5 各部分損耗餅圖

參考資料

[1] USB 3.0 Promoter Group. Universal Serial Bus Power Delivery Specification [S]. (2022-01).

[2] Texas Instruments Incorporated. Combining Buck-Boost Battery Chargers and USB Type-C Power Delivery for Maximum Power Density [EB/OL]. (2022-05). https://www.ti.com/lit/pdf/SLYY195.

[3] SG Micro Corp. SGM41570 Datasheet [EB/OL]. (2024-04). https://www.sg-micro.com/rect/assets/44ca3412-b7c1-43b8-826b-9dcee8c0b374/SGM41570.pdf

[4] SG Micro Corp. SGM41573 Datasheet [EB/OL]. (2024-04). https://www.sg-micro.com/rect/assets/c877796f-7bf0-4585-87c3-eaa4e6380787/SGM41573.pdf

[5] Utkarsh Jadli, Faisal Mohd-Yasin, Hamid Amini Moghadam, Peyush Pande, Mayank Chaturvedi, Sima Dimitrijev. A Method for Selection of Power MOSFETs to Minimize Power Dissipation [J/OL]. Electronics, 2021, 10, 2150. https://doi.org/10.3390/electronics10172150.

[6] Texas Instruments Incorporated. Power Loss Calculation With Common Source Inductance Consideration for Synchronous Buck Converters [EB/OL]. https://www.ti.com.cn/cn/lit/pdf/slpa009.

[7] The University of Texas at Dallas. Electronic Devices Laboratory Manual [S]. (2013-01).

[8] STMicroelectronics. Calculation of turn-off power losses generated by an ultrafast diode [EB/OL]. (2017-10). https://www.st.com/content/ccc/resource/technical/document/application_note/group0/2b/f3/cc/22/81/d3/4d/89/DM00380483/files/DM00380483.pdf/jcr:content/translations/en.DM00380483.pdf.

[9] Würth Elektronik eiSos GmbH & Co. KG. Accurate Inductor Loss Determination Using Würth Elektronik’s REDEXPERT [EB/OL]. (2015-06). https://www.we-online.com/catalog/media/o109035v410%20AppNotes_ANP029_AccurateInductorLossDeterminationUsingRedExpert_EN.pdf.

[10] SG Micro Corp. SGM41570 Demo Board Test Report [EB/OL]. https://www.sg-micro.com/evm-detail/EVKIT-SGM41570.

附錄

關(guān)于圣邦微電子

圣邦微電子（北京）股份有限公司（股票代碼300661）作為高性能、高品質(zhì)綜合性模擬和混合信號(hào)集成電路供應(yīng)商，產(chǎn)品覆蓋信號(hào)鏈和電源管理兩大領(lǐng)域，目前擁有36大類6600余款可銷售型號(hào)，為工業(yè)與能源、汽車、網(wǎng)絡(luò)與計(jì)算和消費(fèi)電子等領(lǐng)域提供各類模擬及混合信號(hào)調(diào)理和電源管理創(chuàng)新解決方案。