本教程聚焦SiC JFET 在固態(tài)斷路器中的應用，核心內(nèi)容包括三大板塊，闡釋 SiC JFET 的關鍵特性、系統(tǒng)說明 SiC JFET 如何推動電路保護系統(tǒng)取得重大進步、通過評估和測試結果展示產(chǎn)品性能。我們已介紹過浪涌電流、應對不斷攀升的電力需求、為什么要使用固態(tài)斷路器，以及SSCB 采用 SiC JFET 的四個理由。本文將繼續(xù)介紹評估與結果、SiC JFET 如何實現(xiàn)熱插拔控制。

評估與結果

為了評估固態(tài)斷路器中的 Combo JFET 性能，我們使用了下圖所示的評估板 (EVB) 。它用于搭配兩個背靠背 UG4SC075005L8S 750 VAC Combo JFET 。 EVB 具備雙向電流阻斷能力，同時也允許電流雙向流動。

該 EVB 有七個功能塊：

? 電源通道，包括電池、緩沖器和柵極驅動器

? 電流感測調節(jié)和過流保護

? JFET 結溫感測，測量 JFET VGS 壓降

? VDS 感測，測量 MOSFET 壓降

? 模數(shù)轉換 (ADC)

? 微型計算機單元和接口 (MCU)

? 帶輸入和控制電源轉換器的輔助電源

溫度感測

結溫可通過測量過驅時的柵源 JFET 電壓來感測。測量只能在兩個 JFET 都上電的情況下進行。

采用之前推文提到的雙放大器溫度感測方法， 我們將校準溫度 TJ 與柵源電壓曲線 VG_JFET 進行了比對。 此方法能夠消除低壓 MOSFET 的電壓降引起的偏移。

下圖表展示了 -25 A 至 +25 A 范圍內(nèi) MOSFET 柵源電壓測量結果。 應用抵消公式后， 可以得出更準確的“ 平均倒數(shù)” 曲線 T 56， 如圖中棕色曲線所示。

由于兩個 MOSFET 上的漏源電壓可以相互抵消(與電流方向無關)，因此很容易繪制一條反映兩個 JFET 柵源電壓測量結果平均值的曲線。這樣，我們就能推導出整個 MOSFET VGS 范圍內(nèi)的正確結溫。

最終結果是， 溫度與電壓之間呈現(xiàn)近乎理想的線性關系 。溫升斜率遵循公式 y = 0.0077 x + 0.6104 ， 最終得出 JFET電壓 VG_JFET 隨溫度 T J 變化的系數(shù)為 2.54 mV/ °C。

通過 JFET 柵極電壓降感測的結溫 TJ 曲線， 也可用于繪制 Combo JFET 的歸一化導通電阻測量結果在給定 TJ范圍內(nèi)的曲線。 下圖假設 VGS 為 12 V， 電流 ID 為 80 A。漏源電壓與導通電阻的關系由如下導通電阻公式表示：

其中 Np表示并聯(lián)芯片數(shù)量。

電流感測

采用 EVB 測量電流有兩種方法。 下方圖表展示了分流電阻法的結果。 兩個分流電阻被插入共源點。 該方法的結果具有非常令人滿意的線性度。

第二種方法基于對漏源電壓 VDS 和溫度 T J 的測量結果進行估算， 而溫度本身由導通電阻 RDS(on) 推導得到。 該方法的結果確實存在一定程度的非線性。

然而， 在測試器件的過流動作能力 ( 這種能力對于斷路器至關重要 ) 時，這種較小程度的非線性不會成為問題 。 最重要的是最接近過流動作設置的電流測量結果， 此結果可以被非常精確地校準。

過流保護

針對 EVB 的過流保護測試特性， 通過改變電阻值，將過流閾值設置為約 660 A。 過流狀態(tài)被鎖存， 直到手動復位或通過軟件復位。

從開關 S 1 引出的電纜 L 1 和 L 2 為#12 AWG， 長度均為 61 cm 。 電容C1 是一個 100 μF/ 800 VDC 單元，充電至 150 VDC 。

柵極電阻 RG 的測試范圍為 4.7 Ω 至 300 Ω。 每次測試所呈現(xiàn)的曲線與下圖所示 100 Ω 測試的結果大致相同。 利用電容中儲存的能量， 電流迅速提高到約 650 A。 此時， 比較器觸發(fā)保護機制， 在約 7.5μs時安全關斷電路。

SiC JFET 如何實現(xiàn)熱插拔控制

前文介紹了浪涌電流限制的概念 ， 并說明了要在更高電壓下更快速 、更安全地關斷電路， 必須使用固態(tài)斷路器。

任何元件在用于限制浪涌電流之前 ， 首先必須以線性模式 運行。 這是場效應晶體管最為人熟知的模式 ， 其特點是輸出波形會保留輸入的形狀和頻率 ， 包括信號被放大時。 線性模式( 也稱為“ 有源模式” ) 要求寬裕的安全工作區(qū)(SOA) ， 并確保熱穩(wěn)定性。

為了達到最佳效果 ， 浪涌限制元件應兼具短路和過流保護功能 。 為確保實現(xiàn)這一目標， 開關速度必須可控 ， 以限制電壓過沖。 它還必須能夠高度穩(wěn)健地處理高峰值電流。

為確保正常運行， 該元件的導通電阻必須盡可能低 ， 以減少導通損耗。 它必須盡可能小， 從而減少并聯(lián)使用的元件數(shù)量。 綜合所有這些要求 ， 最合適的選擇是 SiC JFET 和 SiC Combo JFET 。

了解線性工作模式

半導體器件( 及功率 MOS 器件) 的輸出特性可分為三個區(qū)域：截止區(qū)、 歐姆區(qū)和有源區(qū)。 當輸出處于截止區(qū)時， 由于只有極小電流流動， 可認為器件處于關斷狀態(tài)。 當柵源電壓VGS被驅動到足夠高時， 器件即進入歐姆區(qū)。 此時， 漏源電壓 VDS較小， 電流主要由導通電阻決定。

歐姆區(qū)是電阻恒定的區(qū)域。 在該區(qū)域內(nèi)， 柵源電壓介于 0 和閾值電壓 VGS(th) ( 也稱為“ 夾斷電壓” ) 之間， 導電溝道開始在源極和漏極之間形成并有電流流過。 如果 VDS 為零， 無論 VGS 如何，漏極電流 ID 也會變?yōu)榱恪?歐姆區(qū)的邊界由以下公式定義：

有源區(qū)是器件以線性模式工作的區(qū)域。 在該區(qū)域中， 漏極電流主要取決于柵源電壓， 不過漏源電壓仍可能有一定的影響， 尤其是在 VDS較低時。

125 °C 時安森美(onsemi) 1200 V JFET 的輸出特性

在實際應用中， 安森美 JFET 器件在所謂的飽和區(qū)( 涵蓋大部分有源區(qū) ) ， 往往展現(xiàn)出更為平坦的特性曲線 。 這不是“ 線性模式 ” 得名的真正原因 ， 但它足夠直觀 ， 便于作為一個參考指標。 緊接著歐姆區(qū)， 在 VDS 超過閾值電壓之后，仍有一小段區(qū)域可被視為非線性區(qū)域 。 當電流輸出保持平坦時， 開始進入線性模式。

JFET大部分工作時間都處于線性式 。 在此期間， 熱量會在芯片中產(chǎn)生， 并擴散到整個封裝 ， 最終通過散熱器消散 。

在線性模式下， JFET對 VDS 不敏感， 但對用于控制電流的VGS 仍然非常敏感。

在線性模式下 ， 柵源電壓大于夾斷電壓 ， 漏源電壓已超過閾值點。 漏極電流 ID 等于該閾值點的平方乘以跨導參數(shù) k， 反映芯片將電壓變化轉換為電流變化的能力 。 這些參數(shù)體現(xiàn)在下方的公式中。

實現(xiàn)浪涌電流限制功能

為使 SiC JFET 能夠用于限制浪涌電流， 下方的電路在 Q1 處使用 SiC JFET 器件作為恒流源。 電阻 RS 與 JFET 和輸出 HVDC 2 串聯(lián)， 用作反饋元件。 電流 Is 從輸入 HVDC 1 流到 JFET ， 再流經(jīng)電阻 RS ， 在 RS 兩端產(chǎn)生一個電壓。 這將設置柵源電壓 VGS， 進而設置電流。

對電路施加恒定電流 ， 輸出電壓線性上升 ， 直到等于輸入電壓 。 在此期間 ，JFET 工作在線性模式， 因此 JFET 是唯一產(chǎn)生大量熱量的元件， 從而限制流入電容的浪涌電流。

在恒定電流下， 電壓線性上升， 直到等于輸入電壓。 此時， JFET 完全導通。 在此期間， 低壓 MOSFET Q2 保持關斷。 輸出端電容預充電后，Q2 可導通以旁路 RS ， 從而避免正常運行期間發(fā)生功率損耗。 它是一個簡單的源極電阻， 通過 JFET Q1 實現(xiàn)常通特性。

為使源極電阻更加可控并實 現(xiàn)常關特性， 可在電路中添加一個 MOSFET Q3 來進行開/關控制。 當 Q3 設置為關斷時， Q2 也會關斷， 但更重要的是，Q1 會關斷， 電流無法流動。 如此一來， 電路便恢復了常關特性， 而這也是斷路器通常應有的特性。

添加 Q3 后， 還能控制電流何時開始流動。 當電流斜坡上升時，Q2 設置為關斷。 Q3 導通， 使電流流過 SiC JFET 和電阻 RS ，從而將電流設置為恒定水平 。 當輸入和輸出電壓相等時 ， Q1完全導通， 然后可讓 Q2 導通以旁路 RS ， 以盡可能降低功率損耗。 由于能夠對每個晶體管進行單獨控制 ， 尤其是 JFET ，因此很容易將它們并聯(lián)布置。

仿真： RS = 50Ω ，電容負載 = 1 mF

更復雜的電路版本借助放大器增加了反饋控制 。 下方電路圖展示了一 個常關配置， 通過將 SiC JFET 與常關型低壓MOSFET 串聯(lián)配對來實現(xiàn)。 在該電路中， 齊納二極管 D2 將JFET 柵極連接到 MOSFET 源極， 而運算放大器未通電， 使JFET 保持關斷狀態(tài)。

放大器會檢測通過感測電阻 Rsns的電流， 并將其與柵極控制電流進行比較， 后者可能是可變的 。 現(xiàn)在不再是用簡單 、 恒定的電流對電容充電 ， 電流曲線可能會改變 ， 例如變?yōu)楹愣üβ省?在這種情況下， 可以給 JFET 施加一個略正的電壓，將微小電流注入柵極， 使其過驅， 由此可使導通電阻RDS(on)降低約 15% 。 溫度感測的工作方式與以前一樣， 即通過測量柵源電壓 VGS。

采用這種配置時， 很難將 JFET 與一組放大器配合使用， 實現(xiàn)電流的均勻分配。 任何晶體管 ， 哪怕是源自同一晶圓的芯片 ， 其柵源閾值電壓也會存在一定的差異。 應使用一組放大器來控制配對的 SiC JFET 。 記住， 電路可能需要降額運行， 以應對均流不均的情況。

速度控制測試及結果

SiC JFET 為斷路器帶來了更快的開關速度， 但對于大多數(shù) SSCB 應用，開關速度應設置為典型開關模式應用的 1/50。 要大幅降低器件的速度是不切實際的， 即便添加緩沖器也做不到 。最好單獨使用 JFET ， 或者使用組合型 JFET 。 無論哪種情況， 您都可以接入 JFET 柵極， 其開關速度可通過柵極電阻直接設置。

為了測試開關速度和性能 ， 將一個 SiC JFET 通過電阻 R7 與低壓MOSFET 串聯(lián)， 形成類似共源共柵的結構。 MOSFET 被關斷， 導致 JFET被有效關斷， 不過柵極電流仍繼續(xù)流經(jīng) R7。 改變 R7 的電阻大小， 就能改變 JFET 的開關速度。

功率半導體器件并聯(lián)時 ， 必須重點關注反饋導致的寄生振蕩 。 這種情況可通過調整開關速度來避免。 通過提高 R7 處的柵極電阻， 開關速度可以成比例地降低。電壓和電流變化率都會減小。

然而， 這樣做的一個代價可能是柵極電荷較高 。 因此， 柵極驅動環(huán)路的設計和布局至關重要。 當安森美 SiC JFET 在箝位感性負載下關斷時， 電流會從 JFET 溝道轉移到另一條路徑 ， 流經(jīng)漏柵電容 、 柵極電阻和柵極驅動器 。 輸出電容的幾乎所有充放電電荷都是由柵極驅動器通過柵極電阻提供或移除的 ， 而非借助負載電流 。這使得開關速度極佳 ， 如下方結果所示 ， 同時最大限度地抑制了振鈴 ， 避免了寄生振蕩的產(chǎn)生。

未完待續(xù)。