在工業(yè)相機(jī)應(yīng)用中， 未經(jīng)充分優(yōu)化的電源設(shè)計(jì)可能顯著增加開發(fā)成本和時(shí)間開銷。決定工業(yè)圖像傳感器能否高效用電、 并由此延長(zhǎng)其使用壽命的關(guān)鍵元件是電源穩(wěn)壓器?！豆I(yè)圖像傳感器供電方案教程》圍繞穩(wěn)壓型降壓電源、低壓差穩(wěn)壓器(LDO)、Hyperlux CMOS圖像傳感器等展開講解。作為系列教程的第一部分，本文將介紹穩(wěn)壓型降壓電源的關(guān)鍵組成部分、降壓轉(zhuǎn)換器的工作原理、連續(xù)導(dǎo)通與斷續(xù)導(dǎo)通等。

您的圖像傳感器應(yīng)用采用何種供電架構(gòu)?

電源穩(wěn)壓器負(fù)責(zé)確保電源在最穩(wěn)定的電壓下提供最可靠的電流， 避免過度波動(dòng)和噪聲干擾。 同時(shí)， 它還在電源的熱耗散管理以及維持最佳工作狀態(tài)(包括在多變的環(huán)境中) 方面發(fā)揮著至關(guān)重要的作用。

由于工業(yè)圖像傳感器需執(zhí)行多種功能， 集成電路中不同功能所需的電壓和電流也各不相同。 因此， 這些功能模塊通常被分配到相互隔離的電壓軌上。 例如， 提供給數(shù)字信號(hào)處理器(DSP) 的電源特性， 就與提供給接口和存儲(chǔ)緩沖器的電源不同。

將這些電壓軌彼此隔離， 確實(shí)提升了電源設(shè)計(jì)的靈活性， 但也要求為這些獨(dú)立電壓軌供電的穩(wěn)壓器能夠可靠地完成所需的開關(guān)與配電任務(wù)， 以支持集成電路的多種功能。

降壓轉(zhuǎn)換器

降壓轉(zhuǎn)換器(Buck Converter) 是所有電子電路中最常見的元件之一。 它能產(chǎn)生低于輸入電壓的穩(wěn)壓輸出， 在提供大電流的同時(shí)最大限度降低功率損耗。其核心原理是通過一個(gè)開關(guān)快速地反復(fù)導(dǎo)通與關(guān)斷， 以此來降低負(fù)載上的電壓——正因如此， 基于降壓轉(zhuǎn)換器的電源被稱為開關(guān)電源(Switch-Mode Power Supply, SMPS) 。 該開關(guān)周期性地切斷電源與負(fù)載之間的連接， 使負(fù)載獲得的平均電壓低于輸入電壓; 而在開關(guān)斷開期間， 通過電容持續(xù)為負(fù)載供電， 維持電壓的穩(wěn)定。

圖示： 安森美(onsemi )FAN65004B 演示板

LDO與通過開關(guān)模式調(diào)節(jié)電壓的降壓轉(zhuǎn)換器不同， 線性穩(wěn)壓器， 即低壓差穩(wěn)壓器(LDO) 采用單個(gè)MOSFET直接降低輸出端的電壓。 它沒有開關(guān)動(dòng)作，因此不會(huì)產(chǎn)生開關(guān)在導(dǎo)通與關(guān)斷狀態(tài)切換過程中所帶來的噪聲。然而， LDO的代價(jià)是效率較低， 這一效率損失在進(jìn)行功耗計(jì)算時(shí)必須始終納入考量。

圖示： 安森美NCP189 演示板

降壓轉(zhuǎn)換器的工作原理

如圖所示的基礎(chǔ)降壓轉(zhuǎn)換器電路中， 當(dāng)開關(guān) S(通常為 MOSFET) 閉合時(shí)，直流輸入電源 VDC 與電感 L 導(dǎo)通。 隨著電感磁場(chǎng)的增強(qiáng)， 它會(huì)阻礙流經(jīng)自身的電流變化， 并在磁場(chǎng)中儲(chǔ)存能量。 此時(shí)， 電流經(jīng)電感后同時(shí)流向電容 C 與負(fù)載電阻 R， 對(duì)電容進(jìn)行充電。 電感 L 和電容 C 共同構(gòu)成一個(gè) LC 低通濾波器 ， 將原本呈方形、 波動(dòng)不平的波形平滑為更穩(wěn)定的輸出波形。

當(dāng)開關(guān) S 斷開時(shí)， 流經(jīng)電感的電流逐漸減小。 電感 L 的磁場(chǎng)開始衰減， 產(chǎn)生反向電動(dòng)勢(shì)， 從而成為新的電流源。 只要電感兩端的電壓高于電容兩端的電壓， 電感就會(huì)繼續(xù)對(duì)電容充電。 當(dāng)兩者電壓相等時(shí)， L 和 C 開始向負(fù)載電阻R 釋放其儲(chǔ)存的能量， 從而使負(fù)載兩端的電壓變化盡量小。 當(dāng)電流流經(jīng)二極管 D， 二極管處于正向偏置狀態(tài)， 為電流提供一條繞過開關(guān)的續(xù)流路徑。 該過程使反饋電路得以工作， 通過調(diào)節(jié)開關(guān)的占空比， 控制開關(guān) S 重新導(dǎo)通，以對(duì)電感和電容進(jìn)行再次充電。

同步降壓轉(zhuǎn)換器作為基礎(chǔ)降壓轉(zhuǎn)換器的重要改進(jìn)， 同步降壓轉(zhuǎn)換器(Synchronous Buck Converter) 由兩個(gè)功率MOSFET、 輸出電感及輸出電容構(gòu)成。 兩個(gè)MOSFET的導(dǎo)通/截止?fàn)顟B(tài)同步交替切換， 從而更精確地調(diào)節(jié)輸出電壓。上圖中MOSFET(高壓側(cè)) 和 Q2(低壓側(cè)) 的交替導(dǎo)通狀態(tài)由脈寬調(diào)制(PWM) 控制器管理。 低壓側(cè) Q2 的漏極與高壓側(cè) Q1 的源極共同連接至電感 L1 。 此時(shí)輸出電壓VOUT始終等于輸入電壓 VIN 乘以 PWM 控制器所設(shè)定的占空比。

同步降壓轉(zhuǎn)換器的功率流向

當(dāng)MOSFET Q1 導(dǎo)通時(shí)， 其作用與基本降壓轉(zhuǎn)換器中的硬開關(guān)相同， 但速度更快。 Q1 導(dǎo)通期間， 電流從高壓側(cè)向負(fù)載供電， 電感 L1 充電且電感電流 IL 上升。 Q1 關(guān)斷后， Q2 隨即導(dǎo)通。 此時(shí)， 電流從低壓側(cè)流向負(fù)載， 電感 L1 開始放電， 輸入電流減少， 電感電流 IL 逐漸下降。

此外， Q2 還負(fù)責(zé)鉗位開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓： 通過其體二極管將開關(guān)節(jié)點(diǎn)電壓 Vsw的負(fù)向擺幅限制在合理范圍內(nèi)， 防止在 Q1 關(guān)斷過程中該電壓過度負(fù)向偏移。 輸出電流峰值之間的差值稱為電感電流峰峰值， 記作 ΔIL 。

解讀占空比

占空比(Duty Cycle) 是指高壓側(cè) MOSFET Q1 在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)處于導(dǎo)通狀態(tài)的時(shí)間百分比， 它決定了同步降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓。 對(duì)于任意給定時(shí)間間隔 t， 占空比 D的計(jì)算公式為：

占空比為 50%(即 0.5) 時(shí)， 若輸入電壓 VIN 為 12V， 則輸出電壓 VOUT將為 6V。 同理， 在相同輸入電壓下， 占空比為 0.75 時(shí) ， VOUT 為 9V; 占空比為 0.25 時(shí) ， VOUT 為 3 V。

上述公式中使用?的原因在于： 開關(guān)狀態(tài)切換時(shí)必須留出極短的死區(qū)時(shí)間， 以防止交叉導(dǎo)通， 即“直通電流” ， 否則將導(dǎo)致直接接地短路。

任何降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓和電流都會(huì)存在一定幅度的紋波。 控制器本質(zhì)上是一個(gè)工作頻率為500 kHz 至 700 kHz， 甚至可達(dá) 2 MHz 至 6 MHz 的內(nèi)部振蕩器， 這會(huì)導(dǎo)致輸出端出現(xiàn)紋波。 通過增大電容 C1 或提高開關(guān)頻率可降低紋波， 但較高的開關(guān)頻率會(huì)產(chǎn)生電磁干擾(EMI)。

連續(xù)導(dǎo)通與斷續(xù)導(dǎo)通

同步降壓轉(zhuǎn)換器在中高負(fù)載下通常運(yùn)行于連續(xù)導(dǎo)通模式( CCM)， 通過PWM設(shè)定占空比。 此時(shí)電感電流不會(huì)降至零安培( 0A) 。 但在負(fù)載較輕時(shí)， 電感電流可能降至0A。 此時(shí)轉(zhuǎn)換器進(jìn)入斷續(xù)導(dǎo)通模式( DCM)。 在此狀態(tài)下， 由于電流在0A時(shí)不會(huì)產(chǎn)生損耗， 為了進(jìn)一步降低開關(guān)損耗， 系統(tǒng)需改用脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation, PFM) 來調(diào)節(jié)占空比。

這兩種工作模式各有優(yōu)劣：

CCM 的優(yōu)勢(shì)在于輸出電壓紋波較小， 因此可以使用容量更小的輸出電容; 但其開關(guān)損耗通常較高。DCM 的優(yōu)勢(shì)在于開關(guān)斷開時(shí)電流已降至 0 A， 因此開關(guān)損耗更低; 同時(shí)可采用體積更小的電感， 且漏磁較少。 不過， 由于DCM 的電流更大， 容易產(chǎn)生更強(qiáng)的電磁干擾EMI。

( CCM)， 通過PWM設(shè)定占空比。 此時(shí)電感電流不會(huì)降至零安培( 0A) 。 但在負(fù)載較輕時(shí)， 電感電流可能降至0A。 此時(shí)轉(zhuǎn)換器進(jìn)入斷續(xù)導(dǎo)通模式( DCM) 。 在此狀態(tài)下， 由于電流在0A時(shí)不會(huì)產(chǎn)生損耗， 為了進(jìn)一步降低開關(guān)損耗， 系統(tǒng)需改用脈沖頻率調(diào)制(Pulse Frequency Modulation, PFM) 來調(diào)節(jié)占空比。

降壓轉(zhuǎn)換器的功率損耗來源

任何類型的降壓轉(zhuǎn)換器(包括同步型) 都會(huì)產(chǎn)生一定程度的功率損耗，盡管這些損耗可以盡量減小，卻無法完全消除。在評(píng)估降壓轉(zhuǎn)換器是否比 LDO 更適合作為圖像傳感器的電源方案時(shí)，必須始終將這些損耗納入考量。一個(gè)器件在電壓轉(zhuǎn)換過程中未損失的功率比例即為其 DC-DC 轉(zhuǎn)換效率(簡(jiǎn)稱“效率” )。該效率永遠(yuǎn)無法達(dá)到100%。 而總功率中受運(yùn)行損耗與靜態(tài)損耗影響的部分，等于 1 減去效率值。

導(dǎo)通損耗

根據(jù)焦耳定律(P = I2R) ， 電流產(chǎn)生的功率損耗與電流平方乘以電阻值成正比。 在降壓轉(zhuǎn)換器中， 導(dǎo)通損耗發(fā)生在高壓側(cè) MOSFET(Q1) 或低壓側(cè) MOSFET(Q2) 完全導(dǎo)通(而非開關(guān)切換) 期間。 此時(shí)的損耗仍遵循焦耳定律， 此時(shí)電阻由內(nèi)部導(dǎo)通電阻 RDS(on) 表示。

開關(guān)損耗

在開關(guān)切換過程中( 例如 Q1 導(dǎo)通而 Q2 關(guān)斷， 或反之)， 設(shè)計(jì)上必須注意控制電壓隨時(shí)間的變化率( dV/dt)， 以避免產(chǎn)生可能損壞器件的電壓尖峰。 增大外部柵極電阻值可提升驅(qū)動(dòng)電流能力， 使柵極電容更快放電。 這有助于縮短開關(guān)時(shí)間， 從而減少了產(chǎn)生開關(guān)損耗的機(jī)會(huì)， 同時(shí)將電壓變化率( dV/dt) 提升至一個(gè)更高但仍在安全范圍內(nèi)的水平。

靜態(tài)損耗

元 器 件的靜態(tài)功率損耗( 也稱靜態(tài)損耗) 在任何時(shí)刻都會(huì)存在， 不僅限于開關(guān)動(dòng)作或通電狀態(tài)。 即使整個(gè)設(shè)備完全關(guān)閉時(shí)， 仍會(huì)存在微量靜態(tài)損耗。 該損耗值通常被視為可忽略不計(jì)， 量級(jí)為微安(μA) 且常為個(gè)位數(shù)。 然而運(yùn)行狀態(tài)下的靜態(tài)損耗可能高達(dá)其五倍，

計(jì)算降壓轉(zhuǎn)換器的輸入電流

在考慮降壓轉(zhuǎn)換器時(shí)， 電源樹根部存在一個(gè)關(guān)鍵且可能未解決的因素是所需的輸入電流。 通常， 降壓轉(zhuǎn)換器的輸出電流 IOUT 與輸入電流 IIN 不同，而同步降壓轉(zhuǎn)換器的 IOUT 可能大于其 IIN 。 但降壓轉(zhuǎn)換器中 IIN 與 IOUT 永遠(yuǎn)不相等(LDO則始終相等) 。

在本例中， 電路將輸入電壓 VIN 從 5 V 降至輸出電壓 VOUT 的 1.8 V。 假設(shè)負(fù)載電流 IOUT 設(shè)為 350 mA， 那么輸入電流 IIN 應(yīng)該是多少? 從工程師的角度來看， 問題的核心就是求解 IIN。

第一步是確定所選降壓轉(zhuǎn)換器的 DC-DC 轉(zhuǎn)換效率。 以安森美的器件規(guī)格書為例， 一款輸入 5 V、 輸出 1.8 V、 提供 350 mA 輸出電流的器件， 其額定效率為 90% 。

根據(jù) P=V·I 公式， 1.8V乘以0.35 A可得輸出功率 POUT 為0.63W。 根據(jù)定義， 輸出功率等于輸入功率乘以轉(zhuǎn)換效率， 因此輸入功率 PIN 等于輸出功率除以轉(zhuǎn)換效率。 將 0.63 除以0.9， 得到輸入功率 PIN=0.7W。

根據(jù)歐姆定律， IIN = PIN÷ VIN 。 將0.7除以5得出0.14A?？紤]到可能的功率損耗， 在上述電壓規(guī)格下， 輸出電流為 350 mA 的降壓轉(zhuǎn)換器， 其所需的輸入電流為 140 mA。

未完待續(xù)。