能源問題是當(dāng)今世界廣泛關(guān)注的熱點(diǎn)問題，各國研究人員一直在努力尋找和開發(fā)新能源。近年來，環(huán)境振動能量已成為研究者的“ 新寵”，被應(yīng)用在無線傳感器網(wǎng)絡(luò)的供電系統(tǒng)中，用以取代傳統(tǒng)的電池供電。

　　壓電能量采集因其具有轉(zhuǎn)化效率高、結(jié)構(gòu)簡單、易于實(shí)現(xiàn)機(jī)構(gòu)的微小化等諸多優(yōu)點(diǎn)而成為振動能量采集研究的熱點(diǎn)。然而壓電陶瓷片在振動環(huán)境中僅能輸出低功率、小電流的交流電，無法直接為電子器件供電。通常需要設(shè)計(jì)附加的能量采集電路，以便完成交直流轉(zhuǎn)換和能量存儲。如何盡可能提升能量采集電路的能量傳遞效率是該類電路研究中關(guān)心的主要問題。

　　最早的能量采集電路由二極管橋式整流和大電容濾波構(gòu)成。它被成為AC-DC 標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路SEH（Standard Energy Harvesting），但該電路能量傳遞效率偏低，尤其是對機(jī)電耦合系數(shù)較低的能量采集裝置而言。為此，Guyomar 等人提出了電感同步開關(guān)采集電路SSHI（ Synchronized Switch Harvesting onInductor），由于該電路設(shè)計(jì)可大幅提升能量傳遞效率，已成為當(dāng)前能量采集電路設(shè)計(jì)的主流方式。

　　需要指出的是，傳統(tǒng)SSHI電路的原理是在振動位移達(dá)到最大或最小時，閉合開關(guān)使電壓翻轉(zhuǎn)。為了協(xié)調(diào)控制開關(guān)閉合，需要用外接供電的傳感器檢測位移，并用控制器控制開關(guān)，顯然這種工作方式在采集能量的同時，還會消耗能量，有悖于環(huán)境能量采集的研究初衷。針對該問題，本文提出了一種完全不依賴外部檢測與控制設(shè)備的自感知型電感同步開關(guān)能量采集電路SS-SSHI（ Self-Sensing Synchronized Switch Harvesting on Inductor）。該電路的優(yōu)點(diǎn)是僅依靠模擬電路即可完成檢測和控制，避免了對外界設(shè)備和能量的依賴。在該電路中，壓電片既是能量采集元件，又是傳感檢測元件，依靠其輸出電壓的峰值檢測與比較，可自動控制開關(guān)的閉合時機(jī)。同時，采用了一種模擬電子開關(guān)技術(shù)實(shí)現(xiàn)開關(guān)閉合。文中給出了電路的工作原理與功率分析，理論和實(shí)驗(yàn)研究表明，相比于標(biāo)準(zhǔn)電路，SS-SSHI 電路即能顯著提高能量采集效率，又可避免對外界設(shè)備和能量的依賴。

　　1 壓電振子電學(xué)模型

　　壓電振子的電學(xué)模型可以等效為一個電流源和等效電容并聯(lián)，如圖1 所示。圖中Cp 為壓電片的夾持電容，Rp為壓電片等效內(nèi)部電阻，一般為幾十兆歐或更大，ieq為等效電流源電流，可視為恒流源。

　　圖1 壓電能量采集模型

　　假設(shè)壓電振子的等效電流源的電流為ieq，那么它和振動速度關(guān)系如下：

　　其中αe 是外力—電壓因子，x（t）為壓電振子位移。

　　2 壓電振子電學(xué)模型

　　壓電振子一般產(chǎn)生的都是交流電，而我們要供電的負(fù)載大部分則是要求直流電，這就使得在給外界負(fù)載供電之前需要對其進(jìn)行整流，提高能量采集效率是該類電路設(shè)計(jì)中首要考慮的問題。

　　2.1 標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路

　　標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路SEH（ Standard Energy Harvesting）是最常見的轉(zhuǎn)換電路。它由標(biāo)準(zhǔn)的整流電路和濾波電容構(gòu)成，一般選擇的濾波電容C r 要足夠大以保證整流電壓V DC 是一個保持不變的直流電壓，即時間常數(shù)RCr遠(yuǎn)大于振蕩周期。電路原理圖如圖2 所示。

　　圖中C r為濾波電容，RL為等效負(fù)載，電路輸出功率等于負(fù)載的輸入功率。如果壓電片電壓| Vp| DC，那么當(dāng)| Vp | 達(dá)到VDC 時，整流橋導(dǎo)通，壓電片電壓此時就在| Vp | = VDC 處停止上升。當(dāng)| Vp | 開始下降時，整流橋又開始斷開，電路處于斷開狀態(tài)。

　　圖2 標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路

　　電容兩端電壓和電量的關(guān)系為：

　　q =C ● V （2）

　　式中q 為電容兩端電荷，C 為電容大小，V 為電容兩端電壓。

　　當(dāng)電容兩端電壓為固定值時，電容上儲存的能量W 為：

　　W =V ● q （3）

　　根據(jù)（2）和（3） 可以得出標(biāo)準(zhǔn)電路的能量采集功率PSEH為：

　　這里f0 =ω/2π是振動頻率，Cp 為壓電元件夾持電容，VDC為整流直流電壓，VOC，org 為原始開路電壓幅值，VD 為二極管壓降。

　　2.2 電感同步開關(guān)能量采集電路

　　傳統(tǒng)的經(jīng)典能量采集電路由于電路一直處于通路狀態(tài)，電路本身損耗比較大，加之電路本身的結(jié)構(gòu)缺陷，導(dǎo)致能量采集效率低下。為了解決這個問題，研究人員提出了一種基于電感的同步開關(guān)的能量采集電路SSHI（ Synchronized Switch Harvesting on Inductor），該電路包括一個電子控制開關(guān)，當(dāng)壓電結(jié)構(gòu)的位移達(dá)到最大值或最小值這個開關(guān)就被觸發(fā)，研究表明SSHI 電路的能量采集效率遠(yuǎn)高于標(biāo)準(zhǔn)電路。該類電路又分為并聯(lián)同步開關(guān)電路（ P-SSHI）和串聯(lián)同步開關(guān)電路（S-SSHI）。

　　傳統(tǒng)的SSHI電路原理圖如圖3 所示，電路的大部分時間斷開的，這樣能量采集電路本身的損耗就比較小，可以很好的提高能量采集效率。開關(guān)只有在位移達(dá)到最大值或最小值時才閉合，此時組成一個L-Cp 振蕩回路，電路振蕩周期遠(yuǎn)小于機(jī)械振蕩周期，每次開關(guān)閉合后，存儲在壓電片Cp 上的能量便通過整流橋和電感L 轉(zhuǎn)移到電容Cr上來。

　　圖3 傳統(tǒng)的SSHI電路原理圖

　　通過（1）可知等效電流ieq和速度成比例，這些開關(guān)動作可以保證Vp 和ieq是同相位的，所以從機(jī)械部分到電部分的輸入能量永遠(yuǎn)是正的。Lefeuvre 等研究了SEH 電路和S-SSHI 電路的最大輸出功率：

　　式中，α 為力因子，ω 是振動角頻率，C0 是壓電元件夾持電容，UM 為壓電元件振動位移幅值，Qi 為SSHI電路品質(zhì)因子。

　　通過上式可以看出S-SSHI 電路的最大輸出功率是SEH 電路的（1+e-π/2Qi ） / （1+e-π/2Qi ） 倍，顯然可以通過選擇合適的電路品質(zhì)因子Qi 顯著的提高SSHI 電路的最大輸出功率。

　　3 自感知型電感同步開關(guān)能量采集電路

　　然而傳統(tǒng)的SSHI 電路的有一個致命的缺點(diǎn)：它不是一個自感知電路，即開關(guān)S 的通斷，需要位移傳感器和數(shù)字控制器，這些都需要額外的能量供給，有悖于能量采集研究的初衷。為此，本文根據(jù)文獻(xiàn)［12］給出的電子開關(guān)設(shè)計(jì)（ 如圖4），提出了一種自感知的同步開關(guān)能量采集SS-SSHI（Self-Sensing Synchronized Switch Harvesting on Inductor） 方法，僅依靠模擬電路就可以自動的根據(jù)壓電元件輸出電壓的變化控制開關(guān)的開閉。

　　圖4 電子開關(guān)

　　3.1 SS-SSHI電路工作原理

　　在自感知同步開關(guān)電路設(shè)計(jì)中，我們使用了互補(bǔ)的晶體管拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)對壓電片兩端電壓Vp 的直接包絡(luò)檢測：其中一部分用于最大值檢測，剩下的對稱部分用于最小值檢測。對SSHI 電路的改進(jìn)電路SS-SSHI 如圖5 所示，圖中的主要元件的型號如表1。

　　圖5 SS-SSHI 電路原理圖

　　圖中Vp 為壓電陶瓷片兩端電壓，VC1 和VC2 分別為電容C1 和C2兩端電壓。和傳統(tǒng)的SSHI 電路一樣，在每個周期內(nèi)，伴隨著振動位移的變化，電子開關(guān)會在電壓Vp 達(dá)到最大值時或者最小值時閉合。

　　圖6 SS-SSHI 電路電壓變化曲線

　　由于我們采用的是互補(bǔ)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，所以電路中的最大值檢測和最小值檢測是對稱的。本文將重點(diǎn)討論最大值檢測原理（最小值檢測與此類似），結(jié)合電路工作的四個階段，給出SS-SSHI 電路的工作特性。對于最大值檢測，開關(guān)R1，D1 和C1 組成包絡(luò)檢測器，T1 作為比較器，而T3 作為電子開關(guān)。四個階段的電壓變化如圖7 所示。

　　自然充電階段：電路剛開始工作時，由于壓電元件的電壓是從0 開始增加的，所以要有一個自然充電階段。自然充電時的電流走向如圖8，電路導(dǎo)通部分為圖中藍(lán)線部分。在這個階段只有兩個包絡(luò)檢測器電路是導(dǎo)通的，而所有的三極管是斷開的。正向的等效電流ieq給Cp ，C1 和C2 充電，這樣Vp ，VC1和VC2也同時地增長。

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　　圖7 電壓Vp 變化曲線

　　圖8 自然充電

　　第一次電壓翻轉(zhuǎn)階段：當(dāng)Vp 達(dá)到它的最大值Vmax時，電容C1 兩端的電壓為Vmax -VD ，這里VD 為二極管上面的壓降。接著，Vp 開始下降，當(dāng)下降值達(dá)到VD +VBE，也就是Vp = V1（ T1 時刻） 時，三極管T1 導(dǎo)通。電容C1 通過T1（ec） ，D3，T3（be） ，Crect，D8，Li 和r開始放電，結(jié)果使得T3 導(dǎo)通。由開關(guān)T3 導(dǎo)通產(chǎn)生的感應(yīng)回路：D5，T3（ce） ，Crect，D8，Li 和r 使得Cp 兩端迅速短路。Cp 開始從電壓V1 通過感應(yīng)回路迅速放電，直到Vp 達(dá)到其局部最小值（t2 時刻）。第一次電壓翻轉(zhuǎn)的電流走向如圖9 所示，電路導(dǎo)通部分為圖中粗實(shí)線部分。

　　圖9 第一次電壓翻轉(zhuǎn)

　　第二次電壓翻轉(zhuǎn)階段：通過Li 的電流開始翻轉(zhuǎn)其方向，但是T3（ce） 這條回路由于D5 的電流翻轉(zhuǎn)而立即阻塞。但由D7，Crect，T4（ce） 和D6 組成的回路還是可以導(dǎo)通的。因?yàn)榧词筎4 是斷開的，在它的發(fā)射極和集電極總存在一個小的沒有充電的寄生電容。翻轉(zhuǎn)電流就通過這條回路，直到T4 的發(fā)射極—集電極電容CCE 充滿電，此時（ T3 時刻），Vp 變?yōu)閂3。Vp的局部最小值也就是V2 可能導(dǎo)致最小值開關(guān)的誤判。因此R2 是必須的，以確保用來最小值檢測的C2 的放電比Cp 慢， 這樣可以跳過局部最小值。圖10 顯示了第二次電壓翻轉(zhuǎn)的電流走向，電路導(dǎo)通部分用加粗實(shí)線表示。第二次電壓翻轉(zhuǎn)在自感知的能量采集電路中起副作用，可以選擇小的發(fā)射極—集電極電容CCE 可避免這種作用。然而，實(shí)際三極管中永遠(yuǎn)存在寄生電容。

　　圖10 第二次電壓翻轉(zhuǎn)

　　電荷中和階段：在t3 時刻后，T3 和T4 都斷開了，但C2 仍舊沒有結(jié)束放電，C2 上剩余的電荷將流入Cp 和C1 直到他們擁有相同的電壓。這個電荷中和又導(dǎo)致Vp 在進(jìn)入下半個周期即最小值檢測之前增大了一點(diǎn)至V4。C2 實(shí)際放電是從t1 時刻開始的，但是為了便于分析，假設(shè)電荷中和階段和其它3個階段一樣也是獨(dú)立的，電荷中和階段的電流走向如圖11，電路導(dǎo)通部分用粗實(shí)線表示。

　　圖11 電荷中和

　　最小值開關(guān)檢測可由電路中剩余的對稱部分完成，其原理和最大值檢測類似。只是對于最小值檢測，中間電壓就分別變?yōu)?V1，-V2，-V3 和-V4。

　　3.2 SS-SSHI 電路分析

　　3.2.1 開關(guān)相位延遲

　　根據(jù)文獻(xiàn)［7］中SSHI 電路的原理分析，開關(guān)動作應(yīng)該剛好發(fā)生在電壓Vp 達(dá)到它的極值，也就是Vmax或Vmin。然而在SS-SSHI 電路中，開關(guān)動作剛好在這一時刻是不可能的，由于包絡(luò)檢測器和比較器里的二極管和三極管的壓降，所以在開關(guān)動作時刻和最大值（最小值） Vp 之間存在一個相位延遲。這個相位延遲可在圖6 中看出為ψ，可由下式計(jì)算得：

　　通過圖（6），可以看出開關(guān)動作時刻和位移最大值（也就是ieq =0）時刻之間的相位差φ 為：

　　其中θ 是壓電片電壓最大值Vp，oc 和ieq 的0 穿越點(diǎn)（從正到負(fù)）之間的相位差。顯然，這個相位差異φ是變化的，然而在文獻(xiàn)［15］ 中它被當(dāng)成常數(shù)。

　　3.2.2 電路工作中的電壓變化

　　傳統(tǒng)的SSHI 電路，在半個振動周期內(nèi)只存在兩個階段即自然充電和電壓翻轉(zhuǎn)階段，這兩個中間電壓可以通過這兩個過程中的充電和放電來計(jì)算。而在SS-SSHI 電路中，由于自感知開關(guān)電路中各階段的交互作用，更多的階段需要區(qū)分開來以便更好地分析電路的特性。四個階段的電路工作原理在前面已敘述過，從圖7 中可看出四個階段的電壓從V1 到V4 的變化。

　　對于最大值的開關(guān)檢測，如果V1 》Vref1，則Vp 開始進(jìn)入第一次電壓翻轉(zhuǎn)。這里Vref1是參考電壓：

　　對于第一次電壓翻轉(zhuǎn)（從V1 變到V2），Cp ，C1，Li和r 組成了一個RLC 放電回路，它的品質(zhì)因子為：

　　V2 和V1 的關(guān)系可表示為：

　　在第一次翻轉(zhuǎn)后，如果V2 《 Vref2，Vp 將又會翻轉(zhuǎn)。

　　對于第二次翻轉(zhuǎn)（ 從V2 到V3 ），Cp ，CCE，Li 和r串聯(lián)形成一個RLC 放電回路，它的品質(zhì)因子為：

　　就可以得到V3 和V2 的關(guān)系：

　　假設(shè)C2 的放電是在電壓Vp 的兩次翻轉(zhuǎn)之后，電荷中和就可以被當(dāng)成一個獨(dú)立的階段。在電荷中和階段，Cp ，C1 和C2 上的總電荷是要被放掉的?？紤]到電荷守恒，則V4 和V1，V2，V3 的關(guān)系如下：

　　電荷中和結(jié)束后， 自然充電階段又開始了。在剩下的半個周期內(nèi)，直到Vp 達(dá)到-V1，最小值開關(guān)開始工作。由于兩次翻轉(zhuǎn)和電荷中和階段的時間遠(yuǎn)小于半個振動周期，所以Vp 的值可以近似為Vp，oc 在開關(guān)時刻的值，所以這個階段的電壓關(guān)系如下：

　　結(jié)合線性方程（9），（13），（15）和（16），可以得出V1到V4 關(guān)于VOC和VDC的解。

　　3.2.3 功率分析

　　根據(jù)（2） 和（3） 可以得出SS-SSHI 電路的能量采集功率為：

　　這里f0 =ω / 2π 是振動頻率。

　　由于精確計(jì)算V1，V2，V3，V4 的數(shù)值解較困難，所以采用等效法近似計(jì)算功率?？紤]到電路第三階段和第四階段電壓的變化較小，即圖7 中V2 到V3，V3 到V4 變化相對于V1 到V2 的變化特別小，所以我們可以認(rèn)為V2= V3 = V4，此時（17）可以近似為：

　　又由于Rp 的值一般都特別大，為數(shù)十兆或者更大，所以（16）可以近似為：

　　這樣結(jié)合式（9）和（19）就可以得出V1 和V2，帶入式（18）就可得出SS-SSHI 電路的能量采集功率。

　　4 實(shí)驗(yàn)與結(jié)果分析

　　4.1 實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)與實(shí)驗(yàn)方法

　　為了驗(yàn)證SS-SSHI 電路的能量采集效果，我們設(shè)計(jì)了如圖12 所示的實(shí)驗(yàn)系統(tǒng)。圖中器件分別為1. 函數(shù)信號發(fā)生器、2. 示波器、3. 激振器、4. 壓電陶瓷片、5. 激振器驅(qū)動電源、6. 能量采集電路。

　　圖12 能量采集系統(tǒng)

　　在實(shí)驗(yàn)中首先由信號發(fā)生器產(chǎn)生諧波激勵信號，并輸入至激振器驅(qū)動電源，用以驅(qū)動激振器以某一頻率振動，繼而帶動安裝在激振器上的壓電懸臂梁振動，通過正壓電效應(yīng)，把機(jī)械能轉(zhuǎn)化為電能，并依靠能量采集電路進(jìn)行能量采集，最后通過示波器來觀察能量采集效果。

　　整個系統(tǒng)的主要參數(shù)如表2 所示。一般為了使采集的能量最大，都選擇在壓電體（懸臂梁） 的共振頻率處激振，此時壓電體（ 懸臂梁） 可產(chǎn)生更大形變，增大輸出功率。由于懸臂梁的固有模態(tài)比較高，為了降低諧振頻率，實(shí)驗(yàn)中在懸臂梁的末端附加一個10gn 的質(zhì)量塊（砝碼）。為了觀察諧振效果下的能量采集效率，本實(shí)驗(yàn)選用了懸臂梁的一階模態(tài)頻率f =22.3 Hz 作為激勵源信號的頻率。

　　仿真電路圖5 中所示的電子元件的具體參數(shù)詳見表3，在實(shí)驗(yàn)中我們通過選用不同阻值的電阻來模擬不同的負(fù)載，然后通過示波器分別觀察SS-SSHI 電路和SEH 電路在負(fù)載端輸出的電壓，這樣就可以根據(jù)前文所述的理論求得它們實(shí)際的能量輸出功率。

　　表

　　4.2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果分析

　　我們可以通過示波器觀察SS-SSHI 電路的工作狀態(tài)，其結(jié)果如圖13 所示，圖中給出了能量采集壓電片兩端電壓Vp 的變化曲線和信號發(fā)生器輸入的諧波激勵信號。結(jié)果表明SS-SSHI 電路實(shí)現(xiàn)了最大（最?。┪灰铺幍碾妷悍D(zhuǎn)，達(dá)到了設(shè)計(jì)預(yù)期。

　　圖13 SS-SSHI 電路工作電壓曲線

　　根據(jù)前述理論，盡可能提高電路的輸出功率是我們研究能量采集電路的主要目的。通過式（4） 和（20） 我們可以計(jì)算SEH 電路和SS-SSHI 電路的實(shí)際輸出功率。但在求SS-SSHI 電路功率時需要知道相位差φ。為了測得該參數(shù)，我們在懸臂梁正反兩面對稱粘貼兩片壓電片，其中一片用于能量采集，另一片則是作為傳感器，依靠其輸出電壓確定位移極值處所對應(yīng)的時刻，通過對比兩片壓電片的波形就可以確定φ 值。通過實(shí)驗(yàn)我們發(fā)現(xiàn)φ 值會隨著不同負(fù)載的變化發(fā)生細(xì)小的變化，符合文獻(xiàn)［13］ 中認(rèn)為φ 是固定不變的假設(shè)。在本實(shí)驗(yàn)中測得相位差異φ =2π / 11。由此，根據(jù)式（4）和（20），我們可以得到開路電壓幅值VOC，org = 10.3 V 時SS-SSHI 電路和SEH 電路的理論功率曲線如圖14 所示。

　　為了和理論結(jié)果進(jìn)行比較，分別采用多個電阻進(jìn)行實(shí)驗(yàn)研究，不同的負(fù)載會導(dǎo)致電路輸出不同的直流電壓VDC ，根據(jù)阻值大小，由公式P =U2 / R 可計(jì)算實(shí)際輸出功率。圖14 表明，兩種電路的實(shí)測功率與理論分析結(jié)果相吻合，尤其是本文給出SS-SSHI電路的功率理論計(jì)算結(jié)果與實(shí)測值非常接近。

　　圖14 理論和實(shí)驗(yàn)功率曲線

　　為了進(jìn)一步對比不同振動水平下，采集電路輸出功率的提高幅度，本文還開展了開路電壓VOC，org =2.6 V 和VOC，org = 6.5 V 時的兩組實(shí)驗(yàn)，結(jié)果如圖15所示。

　　圖15 不同開路電壓下的能量采集功率

　　由圖15 可知：在振動幅度較小時，壓電片兩端的開路電壓幅值VOC，org = 2.6 V（ 如圖15（ a）），此時SS-SSHI 電路在R = 50 kΩ 時功率達(dá)到最大， 即0.007 mW;而SEH 電路R = 180 kΩ 時功率達(dá)到最大，即0.008 mW?？芍猄S-SSHI 電路的能量采集效率和SEH 電路的能量采集效率相似。隨著振動幅度增大，開路輸出電壓亦增大，SS-SSHI 電路的優(yōu)勢逐漸表現(xiàn)出來，在VOC，org = 6.5 V 時如圖15（ b），SSSSHI電路在R = 30 kΩ 時功率達(dá)到最大：0.110 4mW;而SEH 電路R =70 kΩ 時功率達(dá)到最大：0.083mW。此時SS-SSHI 比SEH 能量采集功率提高33%，而在VOC，org =10.3 V 時如圖15（c），SS-SSHI 電路在R = 30 kΩ 時功率達(dá)到最大：0.415 4 mW;而SEH 電路R =70 kΩ 時功率達(dá)到最大：0.208 5 mW。此時SS-SSHI 比SEH 能量采集功率提高99.23%。由此可見SS-SSHI 電路更適合高輸入電壓情況下的能量采集。

　　5 結(jié)論

　　微能源越來越受到人們的重視，而振動能作為最常見的能量存在形式受到人們的重視。壓電元件以其獨(dú)特的優(yōu)勢使得它在振動能量采集方面得到廣泛應(yīng)用。

　　本文首先對壓電振動能量采集系統(tǒng)進(jìn)行電學(xué)模型等效建模，緊接著簡單分析了傳統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)能量采集電路SEH 的工作原理和采集效率。簡要闡述了SSHI電路的工作原理并針對其開關(guān)控制需要額外功能的缺點(diǎn)設(shè)計(jì)并實(shí)現(xiàn)了一種自感知的能量采集電路SSSSHI。這種 SS-SSHI 電路不需要任何外界額外的能量供給就能實(shí)現(xiàn)開關(guān)的自行通斷，在振動位移（電壓）達(dá)到最大值或最小值時，開關(guān)打開使得壓電元件上的能量通過整流橋流入負(fù)載來達(dá)到能量采集的目的。通過理論分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，這種SS-SSHI 電路能夠顯著地提高能量采集功率，在VOC，org = 10.3 V 時，SS-SSHI 比SEH 能量采集功率提高達(dá)99.23%。實(shí)驗(yàn)同樣表明在大輸入電壓情況下SS-SSHI 電路的能量采集功率比SEH 電路的能量采集功率更能得到顯著的提高。