文中對比了單極性和雙極性PWM的技術(shù)特點(diǎn)，并敘述了現(xiàn)有的半橋驅(qū)動IC在應(yīng)用中的局限性。利用一些簡單的邏輯門，設(shè)計(jì)了一個(gè)單極性PWM邏輯分配電路，經(jīng)過半橋驅(qū)動IC功率放大，驅(qū)動由IGBT組成的H橋功率轉(zhuǎn)換電路，實(shí)現(xiàn)對雷達(dá)天線的伺服控制。上述方法構(gòu)成的電路，解決了動態(tài)自舉問題、提高了雷達(dá)天線轉(zhuǎn)速及功率轉(zhuǎn)換電路的效率。

隨著大功率半導(dǎo)體技術(shù)的發(fā)展，全控型電力電子器件組成的脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)在雷達(dá)天線控制系統(tǒng)中得到了廣泛的應(yīng)用。雷達(dá)天線控制系統(tǒng)一般采用脈沖寬度調(diào)制（PWM）技術(shù)實(shí)現(xiàn)電機(jī)調(diào)速，由功率晶體管組成的H橋功率轉(zhuǎn)換電路常用于拖動伺服電機(jī)。根據(jù)在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電樞兩端所作用的電壓極性的不同分為雙極性和單極性模式PWM。

雙極性PWM功率轉(zhuǎn)換器中，同側(cè)的上、下橋臂控制信號是相反的PWM信號；而不同側(cè)之間上、下橋臂的控制信號相同。在PWM占空比為50％時(shí)，雖然電機(jī)不動，電樞兩端的瞬時(shí)電壓和瞬時(shí)電流都是交變的，交變電流的平均值為零，電動機(jī)產(chǎn)生高頻的微振，能消除摩擦死區(qū)；低速時(shí)每個(gè)功率管的驅(qū)動脈寬仍較寬，有利于保證功率管的可靠導(dǎo)通。但是，在工作過程中，四個(gè)功率管都處于開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)損耗大，而且容易發(fā)生“直通臂”的情況；更嚴(yán)重的情況在于——電機(jī)電樞并非絕對的感性元件，在電機(jī)不動時(shí)，由于此時(shí)通過電樞上的交變電流，電樞的內(nèi)部電阻會消耗能量，造成了不必要的損耗，降低了功率變換器的轉(zhuǎn)換效率。

單極性PWM功率轉(zhuǎn)換器中，一側(cè)的上、下橋臂為正、負(fù)交替的脈沖波形，另外一側(cè)的上橋臂關(guān)斷而下橋臂恒通。在工作時(shí)一側(cè)的上、下橋臂總有一個(gè)始終關(guān)斷，一個(gè)始終導(dǎo)通，運(yùn)行中無須頻繁交替導(dǎo)通，因而減少了開關(guān)損耗；在PWM占空比為0％時(shí)，電機(jī)停止，H橋完全關(guān)斷無電流通過，此時(shí)電機(jī)的內(nèi)部電阻不消耗能量；由于單極性比雙極性PWM功率變換器的電樞電路脈動量較少一半，故轉(zhuǎn)速波動也將減小。但是，單極性和雙極性PWM都存在可能的“直通臂”情況，應(yīng)設(shè)置邏輯延時(shí)。

在進(jìn)行H橋功率轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)的時(shí)候。需要解決一個(gè)基本的問題一高端門懸浮驅(qū)動。通常有如下幾種方式：第一，直接采用脈沖變壓器進(jìn)行隔離及懸浮；第二，采用獨(dú)立的懸浮電源；第三，動態(tài)自舉技術(shù)。前兩種方法使用時(shí)大量使用分立元件，增加了調(diào)試難度、電路的可靠性變差、印制電路板的面積相應(yīng)變大。而動態(tài)自舉技術(shù)目前已被許多專用電路采用，此類產(chǎn)品集成度高、體積小巧、性能穩(wěn)定、使用單一電源即可對柵極驅(qū)動。但是此類器件在使用時(shí)，必須外接自舉二極管和自舉電容，并連接合適的充放電回路，組成一個(gè)動態(tài)自舉電路。這個(gè)動態(tài)自舉的過程必須是循環(huán)往復(fù)的，才能保證H橋高端柵極的開通和關(guān)斷。下面設(shè)計(jì)的單極性PWM電路將會解決上述問題。

1 H型單極性PWM的設(shè)計(jì)

1．1 脈沖分配電路的設(shè)計(jì)

在這里，我們首先設(shè)計(jì)了一個(gè)單極性PWM脈沖分配電路，如圖1所示。輸入信號包括一個(gè)方向信號和一個(gè)脈沖寬度調(diào)制信號，這兩個(gè)輸入信號經(jīng)過脈沖分配便產(chǎn)生單極性PWM脈沖。信號地和功率地通過高速光電耦合器隔離。調(diào)節(jié)脈沖寬度調(diào)制信號的占空比即可調(diào)節(jié)單極性PWM脈沖的占空比。這里的方向信號用來切換電動機(jī)轉(zhuǎn)動的方向，這種做法區(qū)別于雙極性PWM中的轉(zhuǎn)動方向靠PWM的占空比來決定的做法。值得注意的是圖1中的NE555電路，起到脈沖檢測的作用。當(dāng)脈沖寬度調(diào)制輸入信號脈沖丟失時(shí)，此時(shí)輸出低，將低端強(qiáng)制拉低，整個(gè)H橋關(guān)斷。電路的仿真波形如圖3所示。

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1．2 驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路設(shè)計(jì)

脈沖分配電路產(chǎn)生的單極性PWM脈沖，送入半橋驅(qū)動器放大。如圖2所示，國際整流器公司生產(chǎn)的IR2308和由IGBT組成的H橋驅(qū)動和功率轉(zhuǎn)換電路。IR2308在驅(qū)動高端柵極時(shí)，必須外接自舉二極管和自舉電容，當(dāng)Vs腳通過低端IGBT和電機(jī)負(fù)載拉到地時(shí)，自舉電容由直流+18 V通過自舉二極管對電容充電；低端IGBT關(guān)斷時(shí)，電容通過IR2308的內(nèi)部推挽結(jié)構(gòu)經(jīng)HO腳對高端IGBT柵極充電，使其飽和導(dǎo)通。IR2308內(nèi)部死區(qū)保護(hù)單元為IGBT開關(guān)延時(shí)提供了死區(qū)時(shí)間，消除了“直通臂”的現(xiàn)象。在正常工作時(shí)，由于對側(cè)低端的IGBT始終開通，故此時(shí)自舉電容可以通過電機(jī)負(fù)載對地充電，減小了因?qū)Ω叨藮艠O的充電導(dǎo)致的自舉電壓降的波動，可以看出這是一個(gè)動態(tài)自舉的過程。

1．3 自舉元件的計(jì)算

自舉元件參數(shù)的選擇對自舉效果存在重要影響。以下方程詳述了自舉電容提供的最小充電電荷：

其中：Vcc為邏輯電路部分的電壓源，Vf為自舉二極管的正向壓降，VLS為低端IGBT上的壓降，VMin為‰與Vs之間的最小電壓。自舉電容漏電流ICbs（leak）僅與自舉電容是電解時(shí)有關(guān)，如果采用其他類型的電容，則可以忽略，因此盡可能使用非電解電容。自舉二極管必須能夠承受線路中的所有電壓；在圖2的電路中，當(dāng)高端IGBT導(dǎo)通并且大約等于母線電壓Vbus時(shí)，就會出現(xiàn)此現(xiàn)象。自舉二極管的高溫反向漏電流特性在那些需要電容來保存電荷-段延時(shí)時(shí)間的應(yīng)用中是一個(gè)重要的參數(shù)。同樣，為了減小由自舉電容饋入電源的電荷，應(yīng)選用超快速恢復(fù)二極管。推薦自舉二極管的特性如下：最大反向電壓：VRRM≥母線電壓Vbus；最大反向恢復(fù)時(shí)間：trr≤100 ns；正向電流：IF≥Qbsf。

2 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

2．1 實(shí)驗(yàn)方法和器件參數(shù)選取

本實(shí)驗(yàn)由TI公司的TMS320LF2407A DSP自身的PWM發(fā)生器產(chǎn)生頻率f=20 kHz的脈沖寬度調(diào)制信號，PWM的占空比可調(diào)范圍為0％～90％，同時(shí)使用I／O口輸出方向信號；電動機(jī)采用100 V／2 A的直流伺服電機(jī)，電樞回路總電阻Ra=8．1 Ω。

使用H橋電路驅(qū)動100 V／2 A的直流伺服電機(jī)，所以要求H橋的母線電壓Vbus是100V，流過各開關(guān)的最大電流為2 A。因此電橋使用的IGBT的集電極一發(fā)射極間電壓VCES的絕對最大額定值應(yīng)該大于100 V，集電極電流IC的最大額定值在2 A以上。對于電動機(jī)這樣的感性負(fù)載，當(dāng)驅(qū)動電壓突動機(jī)產(chǎn)生的反電動勢燒壞開關(guān)器件，在H橋各開關(guān)中必須接入續(xù)流二極管，用于吸收反電動勢。很多開關(guān)用IGBT在集電極和源極之間內(nèi)藏續(xù)流二極管，因此二極管的應(yīng)該滿足峰值恢復(fù)電流Irr大于2 A（100 V／2 A的直流伺服電機(jī)），反向電壓UR應(yīng)該大于H橋供電電壓100 V。仙童公司生產(chǎn)的IGBTFGA25N120滿足上述要求，參數(shù)裕量很大，如表1所示。將表1中相關(guān)參數(shù)帶入公式（1）得出自舉電容提供的最小充電電荷Qbs=612．5 nC，代入自舉二極管正向電流公式即可計(jì)算出自舉二極管正向電流Ip≥12．25 mA，綜合考慮上面推薦的自居二極管特性，我們選用HER207。將最小充電電荷Qbs帶入公式（2）得到最小的自舉電容值C≥113．4 nF，選用220 nF的高壓瓷片電容。

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2．2 雷達(dá)天線實(shí)際應(yīng)用中的效果

如圖2所示，H型雙極性PWM的電機(jī)電樞兩端平均電壓可以表示為：

UAB=τ（Vbus-2VCE（sot）），τ為占空比 （3）

當(dāng)τ=0％時(shí)，此時(shí)UAB=0 V，電動機(jī)停止轉(zhuǎn)動。測得邏輯控制端，HIN1=0、LIN1=0、HIN2=0、LIN2=0，此結(jié)果與圖3（c）仿真邏輯一致。因?yàn)榇藭r(shí)H橋的4個(gè)IGBT全部關(guān)斷，故此時(shí)不存在開關(guān)損耗；盡管電動機(jī)存在內(nèi)部電阻，但此時(shí)沒有電流流過H橋，電動機(jī)也不消耗能量。當(dāng)τ=100％時(shí)，其結(jié)果與τ=0％時(shí)完全相同。當(dāng)τ=90％時(shí)，這個(gè)時(shí)候電壓的占空比很寬，天線處于一個(gè)比較高的轉(zhuǎn)速，測得流過電機(jī)電樞平均電流Iov為1．72 A，由（3）計(jì)算出電樞兩端平均電壓UAB=86．4 V，那么電源輸入功率為：

Pout=UABIov=86．4Vx1．72 A≈148．61 W （4）

電樞回路總的銅損耗為：

Ploss=Iov2Ra=（1．72 A）2x3．91 Ω≈23．96 W （5）

此部分能量浪費(fèi)在電樞內(nèi)部電阻上，轉(zhuǎn)變?yōu)闊崮?。由直流電動機(jī)穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)的基本方程式：

UAB=Ea+EovRa （6）

其中：Ea為電動機(jī)的感應(yīng)電動勢式（6）兩邊同時(shí)乘以Iov：

UABIov=EaIov+Iov2Ra （7）

即：Pout=PM+Ploss （8）

故電磁功率為：

PM=Pout-Ploss=148．61 W-23．96 W=124．65 W （9）

此部分功率由電功率轉(zhuǎn)換為電磁功率，從而拖動天線，測得天線的實(shí)際轉(zhuǎn)速n=6 r／min。此時(shí)的轉(zhuǎn)換效率為：

H型雙極性PWM的電機(jī)電樞兩端的平均電壓可以表示為：

UAB=α（Vbus-2VCE（sot）-（1-α）（Vbus-2VCE（sot））=（2α-1）（Vbus-2VCE（sot）），α為占空比 （11）

當(dāng)α=50％時(shí)，此時(shí)UAB=0 V，電動機(jī)停止轉(zhuǎn)動。但是此時(shí)電機(jī)電樞兩端的電流是交變通斷的，因此會消耗功率電樞內(nèi)部電阻上，同時(shí)IGBT由于每個(gè)周期的交替導(dǎo)通和關(guān)斷，會存在4個(gè)IGBT開關(guān)損耗。與單極性PWM占空比α=90％相對應(yīng)的雙極性PWM占空比為UAB=95％，此時(shí)電樞兩端平均電壓=86．4 V。但在一個(gè)開關(guān)周期里，比單極性PWM電路要多出兩個(gè)IGBT開關(guān)損耗，同時(shí)電樞內(nèi)部電阻在整個(gè)開關(guān)周期里都消耗功率。因此可以發(fā)現(xiàn)，雙極性PWM較單極性PWM電路在拖動天線時(shí)，浪費(fèi)在開關(guān)損耗和銅損上的功率更多，從而導(dǎo)致轉(zhuǎn)換效率的降低，也降低了天線的轉(zhuǎn)速。

3 結(jié)論

上面設(shè)計(jì)的H型單極性PWM電路，克服了雙極性PWM電路在電機(jī)停止轉(zhuǎn)動時(shí)仍然有損耗的缺點(diǎn)；在電機(jī)運(yùn)轉(zhuǎn)時(shí)，功耗也相應(yīng)減小，提高了轉(zhuǎn)換效率，進(jìn)一步提高了轉(zhuǎn)速。目前，市場上類似的H橋驅(qū)動器也能夠完成上述功能，比如美國國家半導(dǎo)體的LMD18200。但是類似的集成芯片母線供電電壓一般較低（一般只有幾十伏）、功率有限、而且價(jià)格昂貴。文中設(shè)計(jì)的電路，僅通過增加邏輯實(shí)現(xiàn)H型單極性PWM功能，母線供電電壓可高達(dá)上百伏。