零中頻射頻接收機(jī)技術(shù)

摘要：零中頻(Zero IF)或直接變換(Direct-Conversion)接收機(jī)具有體積小、成本低和易于單片集成的特點(diǎn)，正成為射頻接收機(jī)中極具競(jìng)爭(zhēng)力的一種結(jié)構(gòu)。本文在介紹超外差(Super Heterodyne)結(jié)構(gòu)與零中頻結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，重點(diǎn)分析零中頻結(jié)構(gòu)存在的本振泄漏(LO Leakage)、偶次失真(Even-Order Distortion)、直流偏差(DC Offset)、閃爍噪聲(Flicker Noise)等問(wèn)題，并給出零中頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)方法和相關(guān)技術(shù)。

引言

近年來(lái)隨著無(wú)線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，無(wú)線通信系統(tǒng)產(chǎn)品越來(lái)越普及，成為當(dāng)今人類信息社會(huì)發(fā)展的重要組成部分。射頻接收機(jī)位于無(wú)線通信系統(tǒng)的最前端，其結(jié)構(gòu)和性能直接影響著整個(gè)通信系統(tǒng)。優(yōu)化設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)和選擇合適的制造工藝，以提高系統(tǒng)的性能價(jià)格比，是射頻工程師追求的方向。由于零中頻接收機(jī)具有體積小、成本低和易于單片集成的特點(diǎn)，已成為射頻接收機(jī)中極具競(jìng)爭(zhēng)力的一種結(jié)構(gòu)，在無(wú)線通信領(lǐng)域中受到廣泛的關(guān)注。本文在介紹超外差結(jié)構(gòu)和零中頻結(jié)構(gòu)性能和特點(diǎn)的基礎(chǔ)上，分析零中頻結(jié)構(gòu)可能存在的問(wèn)題，并給出零中頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)方法和相關(guān)技術(shù)。

超外差接收機(jī)

超外差(Super Heterodyne)體系結(jié)構(gòu)自1917年由Armstrong發(fā)明以來(lái)，已被廣泛采用。圖1為超外差接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖。在此結(jié)構(gòu)中，由天線接收的射頻信號(hào)先經(jīng)過(guò)射頻帶通濾波器(RF BPF)、低噪聲放大器(LNA)和鏡像干擾抑制濾波器(IR Filter)后，進(jìn)行第一次下變頻，產(chǎn)生固定頻率的中頻(IF)信號(hào)。然后，中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)中頻帶通濾波器(IF BPF)將鄰近的頻道信號(hào)去除，再進(jìn)行第二次下變頻得到所需的基帶信號(hào)。低噪聲放大器(LNA)前的射頻帶通濾波器衰減了帶外信號(hào)和鏡像干擾。第一次下變頻之前的鏡像干擾抑制濾波器用來(lái)抑制鏡像干擾，將其衰減到可接受的水平。使用可調(diào)的本地振蕩器(LO1)，全部頻譜被下變頻到一個(gè)固定的中頻。下變頻后的中頻帶通濾波器用來(lái)選擇信道，稱為信道選擇濾波器。此濾波器在確定接收機(jī)的選擇性和靈敏度方面起著非常重要的作用。第二下變頻是正交的，以產(chǎn)生同相(I)和正交(Q)兩路基帶信號(hào)。

超外差體系結(jié)構(gòu)被認(rèn)為是最可靠的接收機(jī)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，因?yàn)橥ㄟ^(guò)適當(dāng)?shù)剡x擇中頻和濾波器可以獲得極佳的選擇性和靈敏度。由于有多個(gè)變頻級(jí)，直流偏差和本振泄漏問(wèn)題不會(huì)影響接收機(jī)的性能。但鏡像干擾抑制濾波器和信道選擇濾波器均為高Q值帶通濾波器，它們只能在片外實(shí)現(xiàn)，從而增大了接收機(jī)的成本和尺寸。目前，要利用集成電路制造工藝將這兩個(gè)濾波器與其它射頻電路一起集成在一塊芯片上存在很大的困難。因此，超外差接收機(jī)的單片集成因受到工藝技術(shù)方面的限制而難以實(shí)現(xiàn)。

零中頻接收機(jī)

由于零中頻接收機(jī)不需要片外高Q值帶通濾波器，可以實(shí)現(xiàn)單片集成，而受到廣泛的重視。圖2為零中頻接收機(jī)結(jié)構(gòu)框圖。其結(jié)構(gòu)較超外差接收機(jī)簡(jiǎn)單許多。接收到的射頻信號(hào)經(jīng)濾波器和低噪聲放大器放大后，與互為正交的兩路本振信號(hào)混頻，分別產(chǎn)生同相和正交兩路基帶信號(hào)。由于本振信號(hào)頻率與射頻信號(hào)頻率相同，因此混頻后直接產(chǎn)生基帶信號(hào)，而信道選擇和增益調(diào)整在基帶上進(jìn)行，由芯片上的低通濾波器和可變?cè)鲆娣糯笃?/u>完成。

零中頻接收機(jī)最吸引人之處在于下變頻過(guò)程中不需經(jīng)過(guò)中頻，且鏡像頻率即是射頻信號(hào)本身，不存在鏡像頻率干擾，原超外差結(jié)構(gòu)中的鏡像抑制濾波器及中頻濾波器均可省略。這樣一方面取消了外部元件，有利于系統(tǒng)的單片集成，降低成本。另一方面系統(tǒng)所需的電路模塊及外部節(jié)點(diǎn)數(shù)減少，降低了接收機(jī)所需的功耗并減少射頻信號(hào)受外部干擾的機(jī)會(huì)。

不過(guò)零中頻結(jié)構(gòu)存在著直流偏差、本振泄漏和閃爍噪聲等問(wèn)題。因此有效地解決這些問(wèn)題是保證零中頻結(jié)構(gòu)正確實(shí)現(xiàn)的前提。

本振泄漏(LO Leakage)

零中頻結(jié)構(gòu)的本振頻率與信號(hào)頻率相同，如果混頻器的本振口與射頻口之間的隔離性能不好，本振信號(hào)就很容易從混頻器的射頻口輸出，再通過(guò)低噪聲放大器泄漏到天線，輻射到空間，形成對(duì)鄰道的干擾，圖3給出了本振泄漏示意圖。本振泄漏在超外差式接收機(jī)中不容易發(fā)生，因?yàn)楸菊耦l率和信號(hào)頻率相差很大，一般本振頻率都落在前級(jí)濾波器的頻帶以外。

偶次失真(Even-Order Distortion)

典型的射頻接收機(jī)僅對(duì)奇次互調(diào)的影響較為敏感。在零中頻結(jié)構(gòu)中，偶次互調(diào)失真同樣會(huì)給接收機(jī)帶來(lái)問(wèn)題。如圖4所示，假設(shè)在所需信道的附近存在兩個(gè)很強(qiáng)的干擾信號(hào)，LNA存在偶次失真，其特性為y(t)=a1x(t)+a2x2(t)。若x(t)=A1cosw1t+A2cosw2t，則y(t)中包含a2A1A2cos(w1-w2)t項(xiàng)，這表明兩個(gè)高頻干擾經(jīng)過(guò)含有偶次失真的LNA將產(chǎn)生一個(gè)低頻干擾信號(hào)。若混頻器是理想的，此信號(hào)與本振信號(hào)coswLOt混頻后，將被搬移到高頻，對(duì)接收機(jī)沒(méi)有影響。然而實(shí)際的混頻器并非理想， RF口與IF口的隔離有限，干擾信號(hào)將由混頻器的RF口直通進(jìn)入IF口，對(duì)基帶信號(hào)造成干擾。

偶次失真的另一種表現(xiàn)形式是，射頻信號(hào)的二次諧波與本振輸出的二次諧波混頻后，被下變頻到基帶上，與基帶信號(hào)重疊，造成干擾，變換過(guò)程如圖5所示。

這里我們僅考慮了LNA的偶次失真。在實(shí)際中，混頻器RF端口會(huì)遇到同樣問(wèn)題，應(yīng)引起足夠的重視。因?yàn)榧釉诨祛l器RF端口上的信號(hào)是經(jīng)LNA放大后的射頻信號(hào)，該端口是射頻通路中信號(hào)幅度最強(qiáng)的地方，所以混頻器的偶次非線性會(huì)在輸出端產(chǎn)生嚴(yán)重的失真。

偶次失真的解決方法是在低噪放和混頻器中使用全差分結(jié)構(gòu)以抵消偶次失真。

直流偏差(DC Offset)

直流偏差是零中頻方案特有的一種干擾，它是由自混頻(Self-Mixing)引起的。泄漏的本振信號(hào)可以分別從低噪放的輸出端、濾波器的輸出端及天線端反射回來(lái)，或泄漏的信號(hào)由天線接收下來(lái)，進(jìn)入混頻器的射頻口。它和本振口進(jìn)入的本振信號(hào)相混頻，差拍頻率為零，即為直流，如圖6(a)所示。同樣，進(jìn)入低噪放的強(qiáng)干擾信號(hào)也會(huì)由于混頻器的各端口隔離性能不好而漏入本振口，反過(guò)來(lái)和射頻口來(lái)的強(qiáng)干擾相混頻，差頻為直流，如圖6(b)所示。

這些直流信號(hào)將疊加在基帶信號(hào)上，并對(duì)基帶信號(hào)構(gòu)成干擾，被稱為直流偏差。直流偏差往往比射頻前端的噪聲還要大，使信噪比變差，同時(shí)大的直流偏差可能使混頻器后的各級(jí)放大器飽和，無(wú)法放大有用信號(hào)。

經(jīng)過(guò)上述分析，我們可以來(lái)估算自混頻引起的直流偏差。假設(shè)在圖6(a)中，由天線至X點(diǎn)的總增益約為100 dB，本振信號(hào)的峰峰值為0.63 V(在50 Ω中為0 dBm)，在耦合到A點(diǎn)時(shí)信號(hào)被衰減了60 dB。如果低噪放和混頻器的總增益為30 dB，則混頻器輸出端將產(chǎn)生大約7 mV的直流偏差。而在這一點(diǎn)上的有用信號(hào)電平可以小到30 μVrms。因此，如果直流偏差被剩余的70 dB增益直接放大，放大器將進(jìn)入飽和狀態(tài)，失去對(duì)有用信號(hào)的放大功能。

當(dāng)自混頻隨時(shí)間發(fā)生變化時(shí)，直流偏差問(wèn)題將變得十分復(fù)雜。這種情況可在下面的條件下發(fā)生：當(dāng)泄漏到天線的本振信號(hào)經(jīng)天線發(fā)射出去后又從運(yùn)動(dòng)的物體反射回來(lái)被天線接收，通過(guò)低噪放進(jìn)入混頻器，經(jīng)混頻產(chǎn)生的直流偏差將是時(shí)變的。

由上述討論可知，如何消除直流偏差是設(shè)計(jì)零中頻接收機(jī)時(shí)要重點(diǎn)考慮的內(nèi)容。

交流耦合(AC Coupling)

將下變頻后的基帶信號(hào)用電容隔直流的方法耦合到基帶放大器，以此消除直流偏差的干擾。對(duì)于直流附近集中了比較大能量的基帶信號(hào)，這種方法會(huì)增加誤碼率，不宜采用。因此減少直流偏差干擾的有效方法是將欲發(fā)射的基帶信號(hào)進(jìn)行適當(dāng)?shù)木幋a并選擇合適的調(diào)制方式，以減少基帶信號(hào)在直流附近的能量。此時(shí)可以用交流耦合的方法來(lái)消除直流偏差而不損失直流能量。缺點(diǎn)是要用到大電容，增大了芯片的面積。

諧波混頻(Harmonic Mixing)

諧波混頻器的工作原理如圖7所示。本振信號(hào)頻率選為射頻信號(hào)頻率的一半，混頻器使用本振信號(hào)的二次諧波與輸入射頻信號(hào)進(jìn)行混頻。由本振泄漏引起的自混頻將產(chǎn)生一個(gè)與本振信號(hào)同頻率的交流信號(hào)，但不產(chǎn)生直流分量，從而有效地抑制了直流偏差。

圖8給出一個(gè)CMOS諧波混頻器，本振信號(hào)的二次諧波可通過(guò)CMOS晶體管固有的平方律特性得到。晶體管M3和M4組成的電路將差分本振電壓Vlo+和Vlo-轉(zhuǎn)換為具有二次諧波的時(shí)變電流，本振信號(hào)的基頻和奇次諧波在漏極連接處被抵消，產(chǎn)生諧波混頻器所需的本振信號(hào)的二次諧波電流，實(shí)現(xiàn)諧波混頻。

閃爍噪聲(Flicker Noise)

有源器件內(nèi)的閃爍噪聲又稱為噪聲，其大小隨著頻率的降低而增加，主要集中在低頻段。與雙極性晶體管相比，場(chǎng)效應(yīng)晶體管的噪聲要大得多。閃爍噪聲對(duì)搬移到零中頻的基帶信號(hào)產(chǎn)生干擾，降低信噪比。通常零中頻接收機(jī)的大部分增益放在基帶級(jí)，射頻前端部分的低噪放與混頻器的典型增益大約為30 dB。因此有用信號(hào)經(jīng)下變頻后的幅度僅為幾十微伏，噪聲的影響十分嚴(yán)重。因此，零中頻結(jié)構(gòu)中的混頻器不僅設(shè)計(jì)成有一定的增益，而且設(shè)計(jì)時(shí)應(yīng)盡量減小混頻器的噪聲。

圖8所示的諧波混頻器中晶體管M1和M2由射頻差分信號(hào)Vrf+和Vrf-驅(qū)動(dòng)，M1和M2是噪聲的主要來(lái)源，注入電流Io的作用是減少晶體管M1和M2中的電流，從而減小噪聲。

I/Q失配(I/Q Mismatch)

采用零中頻方案進(jìn)行數(shù)字通信時(shí)，如果同相和正交兩支路不一致，例如混頻器的增益不同，兩個(gè)本振信號(hào)相位差不是嚴(yán)格的90o，會(huì)引起基帶I/Q信號(hào)的變化，即產(chǎn)生I/Q失配問(wèn)題。以前I/Q失配問(wèn)題是數(shù)字設(shè)計(jì)時(shí)的主要障礙，隨著集成度的提高，I/Q失配雖已得到相應(yīng)改善，但設(shè)計(jì)時(shí)仍應(yīng)引起足夠的重視。

結(jié)語(yǔ)

本文討論了超外差和零中頻兩種結(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，分析了零中頻結(jié)構(gòu)存在的本振泄漏、偶次失真、直流偏差、閃爍噪聲等問(wèn)題產(chǎn)生的原因，并給出了零中頻接收機(jī)的設(shè)計(jì)方法和相關(guān)技術(shù)?！?/span>

參考文獻(xiàn)：

1． Behzad Razavi,“Design Considerations for Direct-Conversion Receivers’, IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: Analog and Digital Signal Processing, Vol. 44, No. 6, June 1997.

2． Asad A. Abidi,‘Direct-Conversion Radio Transceivers for Digital Communications’, IEEE Journal of Solid-State Circuits, Vol. 30, No. 12, Dec. 1995.

3． Zhaofeng Zhang, Zhiheng Chen, Jack Lau, ‘A 900MHz CMOS Balanced Harmonic Mixer for Direct Conversion Receivers’, IEEE 2000.