引言

近年來，隨著無線通訊的飛速發(fā)展，無線通信里的核心部分——無線收發(fā)器越來越要求更低的功耗、更高的效率以及更小的體積，而作為收發(fā)器中的最后一級(jí)，功率放大器所消耗的功率在收發(fā)器中已占到了60%～90%，嚴(yán)重影響了系統(tǒng)的性能。所以，設(shè)計(jì)一種高效低諧波失真的功率放大器對(duì)于提高收發(fā)器效率，降低電源損耗，提高系統(tǒng)性能都有十分重大的意義。

筆者采用了SiGe BiCMOS工藝實(shí)現(xiàn)了集成E類功率放大器，其工作頻率為1.8GHz，工作電壓為1.5V，輸出功率為26dBm，并具有高效率和低諧波失真的特點(diǎn)，適用于FM/FSK等恒包絡(luò)調(diào)制信號(hào)的功率放大。為了達(dá)到設(shè)計(jì)目標(biāo)，該功率放大器采用了一些特殊的方法，包括采用兩級(jí)放大結(jié)構(gòu)，差分和互補(bǔ)型交叉耦合反饋結(jié)構(gòu)。

E類功率放大器

E類功放工作原理

E類功率放大器的特點(diǎn)是將晶體管作開關(guān)管，相對(duì)于傳統(tǒng)的將晶體管用作電流源的A、B、AB類功率放大器，具有更高的附加功率效率（PAE，power　added efficiency）。

圖1所示為理想E類功率放大器的原理圖。其中，C為場(chǎng)效應(yīng)管結(jié)電容和外接電容之和，ron為場(chǎng)效應(yīng)管處于線性區(qū)時(shí)的漏源電阻。

圖1 E類功放原理圖

當(dāng)輸入電壓大于閾值電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管工作在線性區(qū)，相當(dāng)于開關(guān)閉合，由于漏源間電阻ron很小，因此VD近似為0；而當(dāng)輸入電壓小于閾值電壓時(shí)，場(chǎng)效應(yīng)管截止，相當(dāng)于開關(guān)斷開，ID為0。此時(shí)，C開始充電，引起VD增加，調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)從VD中濾出基波，傳輸?shù)截?fù)載電阻上。當(dāng)開關(guān)再次閉合時(shí)，有VD=0和dVD/dt =0，從而使得場(chǎng)效應(yīng)管上的電壓和電流不同時(shí)出現(xiàn)，消除了由于充放電帶來的（1/2）CV2的損耗，晶體管理想效率達(dá)到100%。

除了高效率，E類功放還有一個(gè)優(yōu)點(diǎn)就是功率可調(diào)節(jié)性，即在保證輸出效率的同時(shí)能較大范圍的調(diào)節(jié)輸出功率。因?yàn)閳?chǎng)效應(yīng)管相當(dāng)于開關(guān)，所以輸入電壓的幅值不會(huì)影響輸出功率的大小。同樣的，當(dāng)場(chǎng)效應(yīng)管處于三極管區(qū)時(shí)，漏源間的電阻ron上會(huì)有功率消耗PLOSS，這是E類功放的最主要功率損耗。由于PLOSS與VD2成正比，我們可以將漏極效率表示為：

其中，C為常數(shù)。這樣，通過調(diào)節(jié)電壓保證一定的輸出功率，E類功放就能保持較高效率。

存在問題

E類功放同樣也具有不少的局限性。例如，因?yàn)閂D比VDD大上三倍左右，所以在設(shè)計(jì)的時(shí)候就必須考慮到擊穿電壓的影響，這樣會(huì)使得輸出的功率范圍有很大的局限性。此外，為了減少ron帶來的損耗，必須盡可能地增大寬長比，但是晶體管的面積越大，就會(huì)造成柵極的電容越大，使得在輸入端需要更小的電感來進(jìn)行耦合，這會(huì)對(duì)輸入端信號(hào)提出更高的要求，很難通過BiCMOS工藝精確實(shí)現(xiàn)。而且大的柵漏電容會(huì)引起輸出端到輸入端的強(qiáng)反饋，這導(dǎo)致了輸入和輸出之間的耦合。最后，單端輸出電路每個(gè)周期都要向地或者硅襯底泄放一次大的電流，這可能會(huì)引起襯底耦合電流的頻率和輸入、輸出信號(hào)的頻率相同，從而在輸出端產(chǎn)生了錯(cuò)誤的信號(hào)。

電路設(shè)計(jì)與改進(jìn)

圖２所示為兩級(jí)差分結(jié)構(gòu)的功率放大器，其中Ｍ5、M8為第一級(jí)差分結(jié)構(gòu)功率放大器，負(fù)責(zé)對(duì)第二級(jí)功率放大器提供大的驅(qū)動(dòng)電壓；M1和M2組成第二級(jí)差分功率放大器，而M6、M7和M3、M4分別構(gòu)成了一、二級(jí)的交叉耦合正反饋結(jié)構(gòu)。

圖2 兩級(jí)差分耦合功率放大器

差分結(jié)構(gòu)

圖2所示的全差分結(jié)構(gòu)能夠解決襯底耦合的影響。由于在差分結(jié)構(gòu)中，雙端輸出每個(gè)周期會(huì)向地泄放兩次電流，由此使耦合電流的頻率成為信號(hào)電流的兩倍，這就消除了襯底耦合對(duì)信號(hào)的干擾。另外，在相同的電源電壓下，當(dāng)提供相同的輸出功率時(shí)，全差分結(jié)構(gòu)中流過每個(gè)開關(guān)管的電流要比單端輸出小得多，所以在不增加開關(guān)損耗的前提下，可以使用尺寸更小的晶體管，從而減小對(duì)輸入信號(hào)的要求。

ＬＣ振蕩器

為了減小ron帶來的損耗，并且提高開關(guān)速度，通常Ｍ1和Ｍ2的寬長比都會(huì)做得比較大，這樣一來就會(huì)對(duì)輸入端信號(hào)有更高的要求。

圖2所示的功率放大器采用了模式鎖定技術(shù)，即LC振蕩器結(jié)構(gòu)，不僅進(jìn)一步降低了開關(guān)管的尺寸，而且加快了開關(guān)的轉(zhuǎn)換速度。由M3、M4構(gòu)成的振蕩器中的交叉耦合部分，提供負(fù)阻來補(bǔ)償電感L1、L2所引起的損耗，并對(duì)輸入開關(guān)管引入正反饋。這樣當(dāng)ＬＣ振蕩器工作在功率放大器的輸入頻率時(shí)，由于其輸出端在M1和M2的漏極，會(huì)幫助輸入開關(guān)管在盡可能短的時(shí)間完成“開”和“關(guān)”狀態(tài)的變化，從而可以進(jìn)一步減小輸入開關(guān)管的尺寸。通過調(diào)節(jié)ＬＣ振蕩器參數(shù)，使得輸出端以輸入頻率發(fā)生振蕩，從而加快開關(guān)管的開啟和關(guān)閉速度，達(dá)到減小開關(guān)管寬長比的目的。

此外，相對(duì)于采用單端口輸出結(jié)構(gòu)的功率放大器，圖2所示的交叉耦合結(jié)構(gòu)的功率放大器，在實(shí)際應(yīng)用中會(huì)得到更低的總諧波失真（THD）。因?yàn)椴捎昧巳罘纸Y(jié)構(gòu)，在輸出端口會(huì)大幅度的削弱偶次諧波，所以在輸出諧波中奇次諧波占主要地位。
仿真結(jié)果與分析

本電路采用0.35μm SiGe BiCMOS的工藝進(jìn)行仿真，因?yàn)镾iGe晶體管具有較高的截止頻率，符合工作頻率在1.8GHz的要求。此外，它與CMOS工藝有很好的兼容性，可以實(shí)現(xiàn)高集成度的芯片。

在Cadence上通過SpectreRF工具仿真后，得到輸出功率和附加功率效率（PAE）隨頻率變化曲線（如圖3所示）。當(dāng)電源電壓為1.5V，在1.8GHz時(shí)，PAE達(dá)到最大值45.4%，漏極效率也達(dá)到最大值的66.2%，此時(shí)的輸出功率為26dBm。

圖3 PAE和輸出功率隨頻率變化曲線

由圖4還可看出，偶次諧波在輸出端中并不占主導(dǎo)地位，它被大大的削弱了，相比單端口功率放大器，該器件在諧波失真方面有較大的改善。當(dāng)輸入頻率為1.8GHz，電源的輸出電流如圖5所示，通過計(jì)算可以得到電源的輸出功率為595.5mW。圖6所示為漏極電壓VD經(jīng)過調(diào)諧網(wǎng)絡(luò)后保留下的基次波部分波形，由此可以計(jì)算得到負(fù)載（50Ω）上的功率為394mW。

圖4 輸出端諧波

圖5 電源電流

圖6 輸出電壓波形
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