與零中頻結(jié)構(gòu)類似的是低中頻接收機(jī)[14]，在這個(gè)接收機(jī)中，射頻信號(hào)被向下變頻到非零的較低的或中等的中頻信號(hào)，而不是直接變頻到直流。在這種情況下，一個(gè)射頻帶通濾波器被用于入射信號(hào)，隨后將信號(hào)進(jìn)行放大。這個(gè)信號(hào)通過一個(gè)性能比較強(qiáng)健的模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，從而可以使用DSP 來進(jìn)行數(shù)字濾波以選通信道并消除正交解調(diào)器中同相正交（I/Q）失衡的問題。這個(gè)結(jié)構(gòu)仍然允許有較高的集成度，沒有零中頻結(jié)構(gòu)所存在問題的困擾，這是因?yàn)樗枰男盘?hào)不在直流附近。然而，在這個(gè)結(jié)構(gòu)中，鏡像頻率問題又再次被引入，并且由于需要較高的轉(zhuǎn)換速率，從而提高了模數(shù)轉(zhuǎn)換器的功耗。

最后，以前所介紹方法的替代方案是帶通采樣接收機(jī)，見圖2(c)。在這個(gè)結(jié)構(gòu)中，接收到的信號(hào)由射頻帶通濾波器進(jìn)行濾波，這個(gè)濾波器可以是調(diào)諧濾波器或一個(gè)濾波器組。這個(gè)信號(hào)經(jīng)過寬帶低噪聲放大器進(jìn)行放大。由一個(gè)高采樣率的模數(shù)轉(zhuǎn)換器對(duì)信號(hào)進(jìn)行采樣，并將其轉(zhuǎn)換到數(shù)字域，然后進(jìn)行數(shù)字處理。這種結(jié)構(gòu)是基于這樣一個(gè)事實(shí)基礎(chǔ)之上的，即無需進(jìn)行任何向下變頻便可以將模數(shù)轉(zhuǎn)換器中的采樣電路和保持電路從直流 到輸入的模擬信號(hào)帶寬之間的能量折疊進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區(qū)[0，fs/2]。這個(gè)結(jié)構(gòu)利用了采樣和保持電路的一些優(yōu)點(diǎn)。

在這種情況下，射頻帶通信號(hào)濾波器起著一個(gè)重要的作用，因?yàn)樗仨殞⑺谕l段的奈奎斯特區(qū)以外所有的信號(hào)能量（基本上是噪聲）降低，否則，它們會(huì)與信號(hào)相混疊。如果不進(jìn)行濾波，在所要求的奈奎斯特區(qū)外的信號(hào)能量（噪聲）將與所期望的信號(hào)一起被折回進(jìn)入第一個(gè)奈奎斯特區(qū)，從而產(chǎn)生信噪比的劣化。這可由下式給出

其中，S 代表著所期望信號(hào)的功率，Ni和N0 分別是在頻段內(nèi)和頻段外的噪聲，n 是混疊奈奎斯特區(qū)的數(shù)量。

這種方法的好處是所需的采樣頻率和隨后的處理速度是與信號(hào)帶寬而不是與載波頻率成正比的。這便減少了元件的數(shù)量。

然而，還存在一些關(guān)鍵性的要求。例如，采樣和保持電路（通常在模數(shù)轉(zhuǎn)換器內(nèi)）的模擬輸入信號(hào)的帶寬必須要將射頻載波頻率包含在內(nèi)，考慮到現(xiàn)代模數(shù)轉(zhuǎn)換器的采樣率，這便會(huì)成為一個(gè)很嚴(yán)重的問題。時(shí)鐘抖動(dòng)也同樣是一個(gè)問題。還有，要求進(jìn)行射頻帶通濾波以避免信號(hào)的交疊。

其它建議用于SDR 接收機(jī)的結(jié)構(gòu)包括采用基于離散時(shí)間模擬信號(hào)處理的射頻信號(hào)直接采樣技術(shù)來接收信號(hào)，這些方法依然處于極不成熟的階段，但由于它們?cè)趯?shí)施可重構(gòu)接收機(jī)時(shí)具有的潛在的效率，人們還是應(yīng)當(dāng)對(duì)此進(jìn)行深入研究的。

軟件無線電實(shí)施方案的測(cè)試

SDR 系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)和測(cè)試。這個(gè)討論的關(guān)鍵是混合域測(cè)試技術(shù)的概念，因?yàn)镾DR 系統(tǒng)總是有一個(gè)處于模擬域的輸入，而另一個(gè)則是數(shù)字邏輯域。在SDR 概念中，主要思想是將模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換器盡可能地推向靠近天線的地方，如圖1所示。因此，會(huì)有較少的信號(hào)存在于模擬域，數(shù)字信號(hào)測(cè)試的重要程度在傳統(tǒng)射頻系統(tǒng)表征中是無法體現(xiàn)的。

硬件

儀表工業(yè)已經(jīng)開發(fā)了適用于SDR表征的各種儀器，例如可以同時(shí)工作在模擬域和數(shù)字域的混合信號(hào)示波器。這樣便可以使得模擬信號(hào)和數(shù)字信號(hào)在同一臺(tái)儀器上實(shí)現(xiàn)時(shí)間的同步。然而，混合信號(hào)示波器僅僅能提供非同步采樣功能。這意味著，和傳統(tǒng)采樣示波器一樣，混合信號(hào)示波器是使用其內(nèi)置時(shí)鐘來對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行采樣的。正如在文獻(xiàn)[38] 和[39]中所討論的， 當(dāng)對(duì)SDR 器件（包括模數(shù)轉(zhuǎn)換器）進(jìn)行測(cè)試時(shí)，傳輸函數(shù)相位和幅值的精準(zhǔn)估測(cè)要求在輸入，輸出和時(shí)鐘信號(hào)之間進(jìn)行相關(guān)采樣。如果這些信號(hào)是通過非同步方式進(jìn)行采樣的話，那么就會(huì)產(chǎn)生足以完全劣化來自于SDR 的任何幅值和相位信息的頻譜泄漏。頻譜泄漏的出現(xiàn)是由于在進(jìn)行必要的傅立葉變換時(shí)（DFT 或FFT），兩個(gè)信號(hào)不是共享同一個(gè)時(shí)域網(wǎng)格，因此，它們彼此之間是互不相關(guān)的。

混合信號(hào)示波器可能存在的其它問題包括，比如說，為了獲取行為模型所需的必要的內(nèi)存空間。因?yàn)檫@些儀器通常會(huì)采用很高的采樣率，需要大量的點(diǎn)來獲得常用的具有低/中等符號(hào)率的調(diào)制信號(hào)。因此，這種類型的儀器無法全面表征一個(gè)完整的SDR 前置端。

儀表工業(yè)還提出了其它一些將若干儀器聯(lián)合起來的方法，包括邏輯分析儀，示波器，矢量信號(hào)分析儀或?qū)崟r(shí)信號(hào)分析儀[40]-[42]。為了對(duì)一個(gè)SDR 發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)進(jìn)行測(cè)試，這些儀器可以按照類似于圖3 中的配置進(jìn)行構(gòu)建來使用。通過使用參考信號(hào)，觸發(fā)信號(hào)，和標(biāo)記（markers），人們可以在數(shù)字域和模擬域以及時(shí)域和頻域之間進(jìn)行同步測(cè)量。采用這些系統(tǒng)所進(jìn)行的典型測(cè)試，可以用來評(píng)估SDR 中發(fā)射鏈路和接收鏈路，這些測(cè)試包括信號(hào)鏈中的誤差向量幅度（EVM）以及鄰道功率比（ACPR）。

圖3、用于測(cè)試軟件無線電發(fā)射機(jī)的設(shè)備，其中若干個(gè)儀器被結(jié)合在一起使用。一個(gè)邏輯分析儀在數(shù)字信號(hào)處理器（DSP）的輸出端采集數(shù)字邏輯比特，在數(shù)模轉(zhuǎn)換（DAC）和低通濾波器（LPF）的信號(hào)重建之后，采用一臺(tái)示波器對(duì)模擬信號(hào)進(jìn)行分析，一臺(tái)頻譜分析儀或矢量信號(hào)分析儀在正交調(diào)制器后或在信號(hào)放大之后獲取模擬射頻信號(hào)。

在文獻(xiàn)[39]中，作者討論了信號(hào)配時(shí)（signal timing ）和同步化的要求，并且提出了一些解決方案，例如，在實(shí)驗(yàn)激勵(lì)裝置中嵌入一個(gè)觸發(fā)信號(hào)。一些重要問題仍然有待解決，如混合信號(hào)儀器的校準(zhǔn)過程?；旌闲盘?hào)儀器中的模擬信道應(yīng)當(dāng)能夠理想地測(cè)量輸入端口的反射系數(shù)。應(yīng)當(dāng)用定向耦合器來對(duì)入射到被測(cè)元件的射頻信號(hào)提供一個(gè)基于波信號(hào)的阻抗失配校準(zhǔn)表征。有了這些信息，就有可能將模擬輸入和數(shù)字輸出聯(lián)系起來，從而找到SDR 系統(tǒng)的傳輸函數(shù)，或者，甚至可以找到系統(tǒng)的完整的行為模型。人們有可能采用現(xiàn)成的元件和算法，來構(gòu)建這樣一個(gè)儀器。然而，現(xiàn)在市面上還不存在一個(gè)完整的測(cè)試裝置。

通過這種混合信號(hào)測(cè)試設(shè)備，人們就有可能測(cè)量原先用于模擬前置端的品質(zhì)因數(shù)，以及原先用于數(shù)字通信信號(hào)的品質(zhì)因數(shù)。

概率密度函數(shù)

在 概率論中， 概率密度函數(shù)（probability density function-PDF）是表示一個(gè)隨機(jī)變量X 的值小于x的概率的函數(shù)。通常，PDF 是在經(jīng)過了大量測(cè)量的基礎(chǔ)上確定的，它決定了x 所有可能取值的可能性，這是一個(gè)具有單位面積的非負(fù)函數(shù)

其中a 和b 代表的是要確定的X 的概率區(qū)間。

互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)

互補(bǔ)累計(jì)分布函數(shù)（complementary cumulative distribution function- CCDF）曲線是與PDF 密切相關(guān)的， 因?yàn)椋?它是通過CCDF=1-PDF 得到的。CDF 是可以直接從PDF 統(tǒng)計(jì)中得到的累計(jì)分布函數(shù)

一條CCDF 曲線展示出一個(gè)信號(hào)處于高于某個(gè)功率水平以上的時(shí)間。它通常是由超出平均功率以上的功率的分貝值來表示的。

峰均功率比

峰均功率比（peak to average power ration-PAPR）是給定信號(hào)的最大峰值功率與平均功率之比，是無線通信中最令人感興趣的測(cè)量指標(biāo)。對(duì)于PAPR 對(duì)通信系統(tǒng)影響的評(píng)估主要是通過對(duì)CCDF 曲線的分析得到的，我們可以在CCDF 曲線中定義一個(gè)特定的百分比來獲得PAPR 的值

其中NT 是總采樣數(shù)（時(shí)間間隔），它被用來確定PAPR 的值。

鄰道功率比

鄰道功率比 （adjacent channel power ratio- ACPR ） 是測(cè)量一個(gè)無線系統(tǒng)在相鄰信道所產(chǎn)生的相對(duì)于主信道的失真量。它通常被定義為相鄰頻率信道（偏置信道）的平均功率與發(fā)射頻率信道的平均功率之比

其中F1 和F2 代表頻譜區(qū)間，S(W)是基頻信號(hào)，U1 和U2是上鄰信道的頻譜區(qū)間。

正如在無線標(biāo)準(zhǔn)中所定義的，有兩種測(cè)量ACPR 的方法，一種是考慮整個(gè)基頻信號(hào)和整個(gè)相鄰信道的比值。第二種方法（由于比較容易測(cè)量因而使用更為廣泛）是找到在整個(gè)主頻段或在載波中心頻率附近較小的帶寬內(nèi)的功率與同樣較小帶寬的相鄰的信道內(nèi)功率的比值。

誤碼率

誤碼率（bit error ratio -BER）是所接收到的信息中錯(cuò)誤的位數(shù)與所傳輸?shù)目偟臄?shù)據(jù)位數(shù)的比值。BER 通常是用百分比來表示的，其中0%代表在接收機(jī)未檢測(cè)到錯(cuò)誤的比特

這個(gè)測(cè)量可以在數(shù)字域中由測(cè)試工程師所實(shí)施的軟件函數(shù)來進(jìn)行，但還需要使用眾所周知的BER 測(cè)試器，測(cè)試器向發(fā)射機(jī)輸入一個(gè)已知的數(shù)據(jù)串，并且將它與來自接收機(jī)輸出端的數(shù)據(jù)進(jìn)行比較。

誤差向量幅值

誤差向量幅值（error vector magnitude-EVM）是用來測(cè)試調(diào)制與解調(diào)準(zhǔn)確度，以及信道受損程度的參數(shù)。它可以用來量化數(shù)字無線電發(fā)射機(jī)或接收機(jī)的性能。由發(fā)射機(jī)發(fā)射的信號(hào)或由接收機(jī)接收到的信號(hào)在硬件和軟件的實(shí)施過程中都會(huì)受到所有不同缺陷的影響，會(huì)使得K 調(diào)制信號(hào)星座點(diǎn)Zc(k)偏離它們的理想位置，S(k)。在日常使用中，EVM 是測(cè)量這些點(diǎn)偏離它們的理想位置究竟有多遠(yuǎn)，其中，對(duì)于N 個(gè)傳輸符號(hào)，我們可以得到

測(cè)試實(shí)例

為了說明SDR 接收機(jī)的測(cè)試，我們使用的混合域測(cè)量裝置（類似于圖3 所示的結(jié)構(gòu)），如圖4所示。一個(gè)用來模擬所發(fā)射的數(shù)字調(diào)制射頻信號(hào)的任意波形發(fā)生器和一臺(tái)接收機(jī)是用方框圖中的元件來仿真的。

圖4、在實(shí)驗(yàn)中采用儀器所實(shí)施的SDR 前置端的測(cè)試構(gòu)建。被測(cè)器件（DUT）是由任意一個(gè)波形發(fā)生器來激勵(lì)的，示波器被用來對(duì)被測(cè)器件的模擬輸入信號(hào)進(jìn)行采樣。一個(gè)邏輯分析儀被用來在被測(cè)器件的數(shù)字輸出端進(jìn)行采樣。采用參考信號(hào)和觸發(fā)信號(hào)來實(shí)現(xiàn)輸入和輸出測(cè)量的同步。這些設(shè)備是由使用通用接口總線（GPIB）連接的計(jì)算機(jī)來控制的。

這個(gè)被測(cè)器件是用帶寬為3MHz，采用64QAM（3/4）調(diào)制的處于頻分雙工模式的單用戶WiMAX 信號(hào)來激勵(lì)的。

圖5 是采用邏輯分析儀在SDR 接收機(jī)的輸出端口所測(cè)得的結(jié)果。這個(gè)圖顯示出在激勵(lì)頻段上進(jìn)行了平均的總功率以及由于非線性失真而在上鄰信道中所產(chǎn)生的功率。這個(gè)圖展示了混合模式對(duì)SDR 進(jìn)行測(cè)試的本質(zhì)：模擬輸出的品質(zhì)因數(shù)ACPR 已經(jīng)通過數(shù)字輸出信號(hào)和模擬輸入信號(hào)而得到了重建。

圖5、在WiMAX 信號(hào)激勵(lì)下，SDR 前置端輸出端口的測(cè)量結(jié)果。在給定的輸入功率下，我們也已經(jīng)用EVM 對(duì)被測(cè)器件的性能進(jìn)行了評(píng)估。我們根據(jù)增益和相位延遲對(duì)所接收到的數(shù)字化的WiMAX 信號(hào)進(jìn)行解調(diào)和糾錯(cuò)，從而得到了如圖6 所示的星座圖。在這個(gè)特定的測(cè)試中，所得到的EVM 大約是5.05%。

圖6、對(duì)采用64-QAM 調(diào)制的WiMAX 信號(hào)的輸入和輸出結(jié)果進(jìn)行比較的星座圖。

正是由于我們使用了一個(gè)可以同時(shí)對(duì)模擬波形和數(shù)字波行表征的混合模式的儀器，這才有可能得到SDR 元件的特性。

總結(jié)和結(jié)論

在這篇文章中，我們對(duì)可用于SDR 前置端的接收機(jī)和發(fā)射機(jī)進(jìn)行了一個(gè)綜述。我們討論了各自的優(yōu)點(diǎn)與缺點(diǎn)。正如我們所看到的，一個(gè)多頻段多模式接收機(jī)良好的設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)應(yīng)當(dāng)可以最佳地分享現(xiàn)有的硬件資源，并且使用可調(diào)諧和可以進(jìn)行軟件編程的器件。并不是每一個(gè)接收機(jī)結(jié)構(gòu)都具有這種特性的。從這個(gè)意義上講，按照我們的觀點(diǎn)，當(dāng)SDR 接收機(jī)前置端更加成熟的時(shí)候，它將會(huì)是基于零/低中頻結(jié)構(gòu)或帶通采樣設(shè)計(jì)基礎(chǔ)之上的。

對(duì)于發(fā)射機(jī)來說，EER 技術(shù)和其修正版本是SDR應(yīng)用中很有前途的選擇，因?yàn)樗鼈兊男屎艽蟪潭壬吓cPAPR 無關(guān)。因此，它們可以很容易地應(yīng)用到多標(biāo)準(zhǔn)和多頻段操作中。這種SDR 和CR 發(fā)射機(jī)結(jié)構(gòu)不僅需要高效放大器，而且還需要寬帶放大器。SDR 領(lǐng)域在信號(hào)傳輸方面正在從模擬向數(shù)字方向轉(zhuǎn)移，因此，對(duì)提高射頻放大器開關(guān)速度的要求變得更為明顯，更加嚴(yán)格，從而在未來將會(huì)引領(lǐng)到S 類發(fā)射機(jī)。

關(guān)于表征SDR 系統(tǒng)所采用的測(cè)試設(shè)備，我們說明了為什么混合域設(shè)備對(duì)于SDR 的表征是非常必要的。我們還描述了為什么還要進(jìn)行一些改進(jìn)來開發(fā)可以快速地，自動(dòng)地表征前置端并進(jìn)行失配校正的同步儀器。這樣的設(shè)備應(yīng)當(dāng)可以很理想地提供一些信息，如不同調(diào)制類型的EVM 和不同技術(shù)的鄰道功率比，并且能夠?qū)Χ鄻?biāo)準(zhǔn)多頻段無線電結(jié)構(gòu)進(jìn)行測(cè)試。隨著SDR 技術(shù)的日臻成熟，我們期待著會(huì)在市面上看到這些類型的儀器。

編輯：黃飛

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