1 引言

如今，LED已經(jīng)廣泛應(yīng)用于液晶背光、汽車、交通燈以及通用照明。根據(jù)IEC 61000-3-2 C類法規(guī)，需要對(duì)大于25W的LED通用照明驅(qū)動(dòng)器進(jìn)行功率因數(shù)校正（ Power Factor Correction，PFC） ，因此低成本的功率因數(shù)校正方案成為關(guān)注的研究課題。

AC /DC變換器中常見的有源功率校正（ Active PowerFactor Correction，APFC） 電路是兩級(jí)PFC電路，前一級(jí)電路用來進(jìn)行功率因數(shù)校正，后一級(jí)電路用作DC /DC變換器。由于存在兩個(gè)級(jí)聯(lián)功率級(jí)，這一類電路的尺寸和成本通常都比較高，因此，出現(xiàn)了另一類APFC拓?fù)?，這類拓?fù)浒裀FC 電路和DC /DC變換器集成在一起，它們共用一個(gè)有源功率開關(guān)，成為單級(jí)AC /DC變換器，進(jìn)而降低了成本，這種APFC電路現(xiàn)在已經(jīng)廣泛應(yīng)用于鎮(zhèn)流器，充電器中。

將多路輸出變換器作為LED驅(qū)動(dòng)器，可實(shí)現(xiàn)用一個(gè)變換器滿足多個(gè)不同等級(jí)的恒流輸出需求，從而降低了驅(qū)動(dòng)器的成本。而傳統(tǒng)的多路輸出變換器，如變壓器耦合方式，加權(quán)反饋調(diào)節(jié)方式，雖可實(shí)現(xiàn)多路恒壓輸出，但不能實(shí)現(xiàn)多路恒流輸出?；诖耍疚奶岢隽艘活愲p輸出單級(jí)反激PFC 拓?fù)洹?/p>

此類拓?fù)湓贒CM 下，即可實(shí)現(xiàn)各路獨(dú)立調(diào)節(jié)的恒壓輸出，也可實(shí)現(xiàn)各路獨(dú)立調(diào)節(jié)的恒流輸出，并且實(shí)現(xiàn)了功率因數(shù)校正。為了避免變換器兩路輸出的交叉影響，應(yīng)用時(shí)分復(fù)用方法實(shí)現(xiàn)了每一條輸出支路電流的獨(dú)立調(diào)節(jié)，從而可使每路分別驅(qū)動(dòng)不同類型的LED，而且驅(qū)動(dòng)器其中一路故障不會(huì)影響另一支路的正常輸出，提高了驅(qū)動(dòng)器的可靠性； 由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現(xiàn)兩路恒流輸出，整流橋后不需要大的高壓儲(chǔ)能電容，進(jìn)而降低了驅(qū)動(dòng)器的成本。變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，還可獲得較高的功率因數(shù)。最后通過仿真與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了本文研究結(jié)果的正確性與有效性。

2 獨(dú)立調(diào)節(jié)雙恒流輸出反激拓?fù)?/p>

圖1 為獨(dú)立調(diào)節(jié)雙路恒流輸出單級(jí)反激PFC變換器的拓?fù)鋱D及其開關(guān)時(shí)序。圖1 （a） 為獨(dú)立輸出繞組型拓?fù)?，兩路輸出分別由兩個(gè)獨(dú)立繞組提供。

圖1（ b） 為共用輸出繞組型拓?fù)洌瑑陕份敵鲇赏粋€(gè)繞組分時(shí)提供。無論是獨(dú)立輸出繞組型還是共用繞組型，若兩個(gè)電路滿足D1a + D2a 《 0. 5，并且D1b +D2b 《 0. 5，則可使兩路工作在互補(bǔ)的相位Фa和Фb，通過時(shí)分復(fù)用信號(hào)TMS （ Time-Multiplexing Signal，TMS） 分別對(duì)兩路進(jìn)行復(fù)用控制。如圖1 （ c） 所示，當(dāng)Soa = 1，變換器對(duì)A 路輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)，原邊開關(guān)電流Ip在D1aT 階段線性上升，在D2a T 續(xù)流階段電流Isb線性下降，D3a T = （ 1 - D1a - D2a） T 時(shí)，電流Isb為零，此時(shí)，變換器處于DCM 工作模式； 當(dāng)Sob = 1，變換器對(duì)B 路輸出進(jìn)行調(diào)節(jié)，若B 路工作時(shí)變換器也處于DCM 工作模式，就可實(shí)現(xiàn)兩路無交叉影響控制。

圖1 獨(dú)立調(diào)節(jié)雙路輸出單級(jí)反激PFC變換器及其開關(guān)時(shí)序

Flyback變換器在DCM 模式下具有天然的PFC能力，輸入電流可以自動(dòng)跟蹤輸入電壓且保持較小的電流失真。如果變換器工作在DCM、定頻、定占空比下，變換器可以獲得較高的功率因數(shù)。對(duì)于本文提出的雙路輸出反激變換器，在DCM 模式無交叉影響的條件下，如果每一路均可以實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)，那么整個(gè)變換器也可以實(shí)現(xiàn)較高的功率因數(shù)。

3 功率因數(shù)校正控制實(shí)現(xiàn)

如圖2 所示為電壓型PWM 控制雙輸出單級(jí)反激PFC LED 驅(qū)動(dòng)器及控制實(shí)現(xiàn)。每路均采用LED串聯(lián)方式連接。A、B 兩路輸出電流的采樣電壓Voa、Vob分別與兩個(gè)參考電壓Vref1、Vref2進(jìn)行比較，再通過誤差比較器產(chǎn)生誤差信號(hào)Ve1、Ve2.鋸齒波信號(hào)Vsaw同時(shí)與這兩個(gè)誤差信號(hào)進(jìn)行比較產(chǎn)生C1，C2 信號(hào)。

由時(shí)分復(fù)用信號(hào)產(chǎn)生器產(chǎn)生的時(shí)分復(fù)用信號(hào)TMS給選擇器提供選擇信號(hào)，進(jìn)而決定在一個(gè)周期內(nèi)控制器選擇每路的占空比信號(hào)C1 或C2.選擇器的輸出信號(hào)Vs1經(jīng)過隔離后作為主開關(guān)Q1 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)，而時(shí)分復(fù)用信號(hào)Vsa（ TMS） 及其互補(bǔ)信號(hào)Vsb分別作為開關(guān)Q2、Q3 的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖2 雙路輸出單級(jí)反激PFC 驅(qū)動(dòng)器及控制環(huán)路示意圖。

圖3 所示為雙路輸出單級(jí)反激PFC 變換器原邊電流iQ1，副邊電流iQ2，iQ3的控制時(shí)序示意圖，圖中時(shí)分復(fù)用信號(hào)（ TMS ） 決定了調(diào)節(jié)的支路。當(dāng)TMS = 1 時(shí)，變換器對(duì)A 路進(jìn)行調(diào)節(jié)，此時(shí)變換器根據(jù)A 路的設(shè)計(jì)參數(shù)進(jìn)行工作，此路原邊與副邊開關(guān)電流峰值包絡(luò)線分別如圖3 中的IQ1_A（ θ） 和Ipkp_Q2（ θ） 所示； 當(dāng)TMS = 0 時(shí)，變換器對(duì)B 路進(jìn)行調(diào)節(jié)，此時(shí)變換器就根據(jù)B 路的設(shè)計(jì)參數(shù)進(jìn)行工作，此路原邊與副邊開關(guān)電流峰值包絡(luò)線分別如圖3 中的IQ1_B（ θ） 和Ipkp_Q3（ θ） 所示； 變換器輸入平均電流為兩路輸入電流的平均值，如圖3 中的IQ1_avg（ θ） 所示。

圖3 雙路輸出單級(jí)反激PFC 變換器控制時(shí)序示意圖。

為了實(shí)現(xiàn)定占空比控制，單級(jí)反激PFC 變換器誤差放大器的帶寬必須要小于2 倍工頻，一般為10~ 20Hz 左右，這樣設(shè)置的誤差放大網(wǎng)絡(luò)對(duì)輸出工頻紋波及輸入的正弦電壓不會(huì)很敏感，即可實(shí)現(xiàn)定占空比要求，從而實(shí)現(xiàn)PFC。

為了使雙路輸出無交叉影響以及PFC 功能，保證電路工作在DCM 下是非常重要的。為了保證電感電流處于斷續(xù)模式，A 路應(yīng)滿足：

輸入電壓經(jīng)過全橋整流后可表示為：

其中，Vpkp為輸入電壓的峰值，θ 為輸入頻率，T 為開關(guān)周期（ = TA + TB） ，TA為一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)A 路的復(fù)用時(shí)間。半個(gè)工頻周期內(nèi)，變換器在定占空比條件下，A 路輸入電流峰值的包絡(luò)線為：

其中Ipkp_A為A 路輸入電流的最大峰值。A 路主開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間為：

其中，LP是原邊電感值。A 路副邊開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間為：

其中，LS是副邊電感值； ISP（ θ） 是副邊電流峰值，它也是正弦函數(shù)； NA為原邊和副邊的匝數(shù)比； Vf是副邊二極管導(dǎo)通壓降。

A 路輸入電流瞬時(shí)值為：

要保證A 路工作于斷續(xù)模式，需滿足式（ 1） ，將式（ 4） ，（ 5） 代入，可得臨界電感：

A 路輸入的平均功率可表示為：

若Lp固定，A 路原邊開關(guān)電流的最大峰值為：

同理，B 路原邊峰值電流的最大峰值為：

若變換器無能量損耗，則A 路，B 路最大輸出功率為：

如果兩路輸出電壓相等，根據(jù)式（ 11） 、（ 12） ，那么A路，B 路最大輸出功率與A 路復(fù)用占空比DA的關(guān)系如圖4 所示：

圖4 A、B 路最大輸出功率與DA的關(guān)系圖。

由圖4 可知，如果兩路所需功率不同，比如PA /PB = 2，DA選擇0. 586 可使在滿足兩路輸出功率的前提下最大提升變換器輸出的總功率，此時(shí)電感電流處于臨界導(dǎo)電模式。所以根據(jù)每一路的最大需求功率分配復(fù)用時(shí)間，可以提高電感的利用率。

4 仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證雙路輸出單級(jí)反激PFC 變換器的可行性，根據(jù)圖2 所示的獨(dú)立調(diào)節(jié)雙輸出反激變換器以及控制實(shí)現(xiàn)要求，選用表1 的電路參數(shù)進(jìn)行仿真，并制作了樣機(jī)。為了簡化設(shè)計(jì)，設(shè)定變壓器原邊與副邊繞組的匝比為36∶ 9∶ 9，選擇時(shí)分復(fù)用信號(hào)的復(fù)用時(shí)間比TA ∶ TB = 1∶ 1，如表1 所示。

表1 PWM 控制雙輸出單級(jí)反激PFC 變換器電路參數(shù)。

圖5 為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及主開關(guān)的開關(guān)電流IQ1的仿真波形，從圖可以看出輸入電流很好地跟蹤了輸入電壓。圖6 為時(shí)分復(fù)用信號(hào)TMS、驅(qū)動(dòng)信號(hào)Vs1、兩路輔助開關(guān)電流iQ2，iQ3的實(shí)驗(yàn)波形，圖7 為變換器輸入電壓Vin與輸入電流Iin及流經(jīng)主開關(guān)的電流iQ1的實(shí)驗(yàn)波形，可以看出輸入電流能夠很好地跟隨輸入電壓變化，驗(yàn)證了仿真的結(jié)果，實(shí)測PF 值為0. 967; 圖8 為輸出電流Ioa、Iob的實(shí)驗(yàn)波形，可以看出，A 路輸出平均電流Ioa，rms為347mA，紋波Ioa，p-p為32mA，B 路輸出平均電流Iob，rms為173mA，紋波Iob，p-p為32mA，實(shí)現(xiàn)了雙路恒流輸出。圖9 所示為樣機(jī)正常工作時(shí)的實(shí)物圖。

圖5 輸入電壓、電流及主開關(guān)電流的仿真波形。

圖6 各路開關(guān)電流及時(shí)分復(fù)用信號(hào)實(shí)驗(yàn)波形。

圖7 輸入電流、電壓及主開關(guān)電流實(shí)驗(yàn)波形。

圖8 兩路輸出電流實(shí)驗(yàn)波形。

圖9 樣機(jī)實(shí)物圖。

5 結(jié)論

隨著高亮LED 的廣泛應(yīng)用，本文提出了一種基于雙輸出單級(jí)反激PFC 變換器驅(qū)動(dòng)高亮LED 的方法。其中每一條輸出支路電流可獨(dú)立調(diào)節(jié)，從而可使每路分別驅(qū)動(dòng)不同類型的LED; 其中一路故障不影響另一支路的正常輸出，提高了驅(qū)動(dòng)器的可靠性；由于此方法只用到一個(gè)磁性元件即可實(shí)現(xiàn)兩路恒流輸出，不需要大的輸入支撐電容，降低了驅(qū)動(dòng)器的成本，且易于實(shí)現(xiàn)隔離及PFC 功能，實(shí)測達(dá)到了0. 967的PF 值。此方法為需要多路恒流源并且需要實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)校正的應(yīng)用提供了一種有效的解決思路。
責(zé)任編輯；zl