移動(dòng)通信平臺(tái)中使用的雙路電源控制器MAX1715

摘要：討論了MAX1715在移動(dòng)通信平臺(tái)中的應(yīng)用方法，電路設(shè)計(jì)，參數(shù)計(jì)算及實(shí)驗(yàn)電路和實(shí)驗(yàn)結(jié)果。

關(guān)鍵詞：移動(dòng)通信平臺(tái)；雙路電源控制器；自動(dòng)脈寬跳變；強(qiáng)制PWM模式

0??? 引言

??? 專用移動(dòng)通信平臺(tái)（Especial Mobile Platform），簡(jiǎn)稱EMP，是專門為特殊用戶設(shè)計(jì)的，EMP可以使這些用戶充分利用現(xiàn)有的蜂窩移動(dòng)通信網(wǎng)的網(wǎng)絡(luò)資源來傳輸他們的業(yè)務(wù)，從而節(jié)省了重新建網(wǎng)的費(fèi)用和時(shí)間。EMP要求體積小，重量輕，功耗小，供電靈活，適應(yīng)車載，具備“動(dòng)中通信”條件，能適應(yīng)部隊(duì)、武警、公安、交通等部門和行業(yè)的使用需求。在EMP中常同時(shí)需要5V，3.3V，15V，以及可調(diào)的多路小功率直流電源以滿足數(shù)據(jù)，語音，傳真，短消息，全球定位等業(yè)務(wù)的需要。我們采用MAX1715設(shè)計(jì)了EMP的供電電路很好地滿足了用戶的需求。

1??? MAX1715的工作模式[1]

??? MAX1715中的MAXIM專有技術(shù)——快速PWM脈寬控制，是為寬輸入輸出電壓比，負(fù)載快速變化時(shí)保持工作頻率和電感工作點(diǎn)不變而設(shè)計(jì)的?？焖貾WM脈寬控制克服了電流模式控制中，固定頻率控制帶來的負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)差的問題，并且克服了傳統(tǒng)的常開通時(shí)間和常關(guān)閉時(shí)間的大范圍變頻PWM控制帶來的問題。MAX1715還提供100ns常開通時(shí)間，從而在負(fù)載響應(yīng)時(shí)保持相對(duì)穩(wěn)定的開關(guān)頻率。

??? 如圖1所示，快速PWM脈寬控制是一個(gè)偽固定頻率，具有電壓前饋控制的常開通時(shí)間電流模式控制。它依靠輸出濾波電容的ESR做電流檢測(cè)電阻，輸出紋波電壓提供PWM坡度信號(hào)。控制算法比較簡(jiǎn)單：上面開關(guān)的開通時(shí)間只是由一個(gè)單穩(wěn)態(tài)電路來決定，該單穩(wěn)態(tài)電路的工作期和輸入電壓成反比，而和輸出電壓成正比。另外一個(gè)單穩(wěn)態(tài)電路設(shè)定最小的關(guān)斷時(shí)間（典型值是400ns）。如果誤差比較器輸出低，開通時(shí)間單穩(wěn)態(tài)電路被觸發(fā)。

圖 1??? MAX1715的 快 速 脈 寬 控 制 邏 輯 圖

??? MAX1715的PWM控制器具有自動(dòng)的脈寬跳變模式和強(qiáng)制PWM模式兩種工作模式。

1.1??? 自動(dòng)的脈寬跳變模式

??? 對(duì)于跳變模式（脈寬跳變控制端SKIP置低，見圖2），輕載時(shí)MAX1715自動(dòng)由PWM控制跳變到PFM控制，這種跳變由一個(gè)比較器來決定，在電感電流過零時(shí)，該比較器截?cái)嗔讼露碎_關(guān)的開通時(shí)間。這種控制方式使脈寬跳變到PFM運(yùn)行和脈寬不跳變的PWM運(yùn)行的轉(zhuǎn)折點(diǎn)對(duì)應(yīng)于連續(xù)和不連續(xù)的電感電流轉(zhuǎn)折點(diǎn)。這個(gè)轉(zhuǎn)折點(diǎn)和蓄電池電壓的關(guān)系不大，對(duì)于7V到24V的蓄電池電壓，這個(gè)轉(zhuǎn)折點(diǎn)基本保持不變。如果使用軟飽和電感，PWM到PFM的轉(zhuǎn)折點(diǎn)電流更小。

圖2??? MAX1715的 實(shí) 驗(yàn) 電 路

??? 因?yàn)檩p載時(shí)脈寬跳變，開關(guān)波形可能出現(xiàn)噪聲和不同步，但是效率高。要在PFM噪聲和效率間達(dá)到平衡就要改變電感值。通常，低電感值（假定線圈電阻保持恒定）在負(fù)載曲線中可以得到更寬的高效范圍；高電感值在重載時(shí)效率高（假設(shè)線圈電阻恒定）并且輸出紋波小。高電感值還意味著體積更大，和降低負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)（尤其是在低輸入電壓時(shí)）。

??? 直流輸出的準(zhǔn)確性由跟蹤誤差的水平來決定，電感電流連續(xù)時(shí)要比不連續(xù)時(shí)對(duì)紋波的調(diào)整性要高50％。電感電流不連續(xù)時(shí)如果有斜坡補(bǔ)償，則直流電壓的調(diào)整率還可以提高1.5％。

1.2??? 強(qiáng)制PWM模式

??? 在低噪聲的強(qiáng)制PWM模式時(shí)，控制下端開關(guān)開通時(shí)間的過零比較器不工作。這使下端開關(guān)的波形和上端開關(guān)的波形互補(bǔ)。因?yàn)?，PWM環(huán)要保持占空比為V_OUT/V_IN，所以，輕載時(shí)電感電流反向。強(qiáng)制PWM模式的好處是保持頻率為常數(shù)，壞處是空載時(shí)電池電流有10mA到40mA，這由外部MOSFET決定。

??? 強(qiáng)制PWM模式對(duì)提高負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)，減小音頻噪聲很有好處，還能提高動(dòng)態(tài)輸出電壓調(diào)整時(shí)所需的吸收電流能力，提高多路輸出時(shí)的調(diào)整能力。

2??? MAX1715的參數(shù)計(jì)算

??? 我們?cè)O(shè)計(jì)的移動(dòng)通信平臺(tái)電路參數(shù)如下：

??? 輸入電壓??? V_IN=8～14.5V；

??? 輸出電壓??? V_OUT1=3.3V，V_OUT2=5V；

??? 蓄電池??? 5×1.2V=6V，容量為2.8A·h；

??? 紋波系數(shù)??? LIR=0.35；

??? 負(fù)載電流??? 3A；

??? 開關(guān)頻率??? 第一路345kHz，第二路255kHz；

??? MOS管??? IRF7313，導(dǎo)通電阻R_DS=0.032Ω，最大導(dǎo)通電阻R_DS(MAX)=0.046Ω，V_DSS=30V，C_RSS=130pF。

??? 在確定開關(guān)頻率和電感工作點(diǎn)（紋波比率）前，先確定輸入電壓范圍和最大負(fù)載電流。尖峰負(fù)載電流會(huì)對(duì)元器件的瞬態(tài)應(yīng)力和濾波要求產(chǎn)生影響，并因此決定了輸出電容選擇，電感飽和率和限流電路的設(shè)計(jì)。連續(xù)負(fù)載電流決定了溫度應(yīng)力，并因此決定了輸入電容及MOSFET的選擇和其他要考慮熱效應(yīng)的器件的選擇。一般設(shè)計(jì)連續(xù)負(fù)載電流是尖峰負(fù)載電流的80％。

??? 電感工作點(diǎn)也是效率和體積的折中，最小的最優(yōu)電感使電路工作在導(dǎo)通關(guān)鍵點(diǎn)的邊際（每個(gè)周期在最大負(fù)載電流時(shí)，電感電流剛好過零）。MAX1715的脈寬跳變算法在每個(gè)關(guān)鍵導(dǎo)通點(diǎn)啟動(dòng)跳變模式。所以，電感的運(yùn)行點(diǎn)也決定了PFM/PWM模式轉(zhuǎn)換的負(fù)載電流。最優(yōu)的點(diǎn)是20％到50％電感電流間，所以，我們?nèi)?I>LIR為0.35。

2.1??? 電感選擇

??? 開關(guān)頻率和電感運(yùn)行點(diǎn)〔紋波(％)即紋波系數(shù)LIR〕決定了電感值，電感的直流電阻要小，以減小電感的損耗。最好選擇鐵心電感，并且磁芯要足夠大，以保證在尖峰電感電流時(shí)不會(huì)飽和。低電感值使電感電流上升較快，在負(fù)載突變時(shí)補(bǔ)充輸出濾波電容上的電荷，瞬態(tài)響應(yīng)快。

??? 第一種輸出的電感為L₁（對(duì)應(yīng)圖2中的L₈），第二路輸出的電感為L₂（對(duì)應(yīng)圖2中的L₉），當(dāng)V_IN取10V時(shí)其計(jì)算值如下：

??? L₁===4.88μH

??? 取標(biāo)稱值6.8μH；

??? L₂===7.47μH

??? 取標(biāo)稱值6.8μH。

??? I_PEAK=I_LOAD(MAX)＋(LIR/2)×I_LOAD(MAX)=（3/0.8）＋(0.35/2)×（3/0.8）=4.41A

2.2??? 確定限流

??? 限流的下限電流值等于最小限流門限（范圍由50mV到200mV）除以下端MOSFET的最大通態(tài)電阻,這個(gè)最大通態(tài)電阻是考慮了每℃增加0.5％的值。

??? 限流的方法有兩種：一種是將腳3ILIM接腳21VCC（見圖2），對(duì)應(yīng)的限流門限是默認(rèn)值100mV；另一種是由限流電路內(nèi)部5μA電流源和ILIM外接電阻調(diào)限流門限（電阻范圍由100kΩ到400kΩ），內(nèi)部實(shí)際的限流門限是ILIM端電壓的1/10。則限流電阻R_LIMIT為

??? R_LIMIT=I_LOAD(MAX)×R_DS(MAX)×10/(5×10^－6)=(3/0.8)×0.046×10⁷/5=345kΩ

??? 取標(biāo)稱值280kΩ。

2.3??? 輸出電容選擇

??? 輸出電容（對(duì)應(yīng)圖2中C₃₅及C₄₁）的選擇主要看ESR和耐壓值而不僅僅看電容值。輸出電容必須有足夠小的ESR，以滿足輸出紋波和負(fù)載動(dòng)態(tài)響應(yīng)的需要；同時(shí)又必須有足夠大的ESR以滿足穩(wěn)定性的需要。電容值也要足夠大以滿足滿載到空載轉(zhuǎn)換時(shí)吸收電感儲(chǔ)能的需要，否則，過電壓保護(hù)會(huì)觸發(fā)。

??? 在有CPU的應(yīng)用場(chǎng)合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來防止負(fù)載瞬態(tài)響應(yīng)時(shí)輸出電壓太低。如V_DIP是瞬態(tài)輸出電壓，則ESR≤V_DIP/I_LOAD(MAX)。

??? 在沒有CPU的應(yīng)用場(chǎng)合，電容的尺寸取決于需要多大的ESR來保持輸出電壓紋波的水平。如V_p-p是電壓紋波，則

??? ESR≤V_p-p/(LIR×I_LOAD(MAX))

??? 輸出電容引起的不穩(wěn)定工作體現(xiàn)在兩個(gè)方面：雙跳動(dòng)和反饋電路不穩(wěn)定。雙跳動(dòng)是由于輸出噪聲或ESR電阻太小使輸出電壓信號(hào)沒有足夠的坡度。這“欺騙”了誤差放大器在400ns的最小死區(qū)后產(chǎn)生一個(gè)新的周期。電路不穩(wěn)定是指在電源或負(fù)載擾動(dòng)時(shí)產(chǎn)生振蕩，這將觸發(fā)輸出過壓保護(hù)或使輸出電壓降到設(shè)定值以下。穩(wěn)定性由相對(duì)開關(guān)頻率的ESR零點(diǎn)決定，電容的零點(diǎn)頻率必須低于開關(guān)頻率f決定的穩(wěn)定點(diǎn)f_ESR。

??? f_ESR=f/π，f_ESR=

??? 我們選擇了ESR零點(diǎn)頻率低的鉭電容，其電容值為330μF。

2.4??? 輸入電容選擇

??? 輸入電容（對(duì)應(yīng)圖2中C₃₉，C₄₀）主要是要滿足抑制開關(guān)產(chǎn)生的紋波電流（I_RMS）的需要。

??? I_RMS=I_OLAD/V_IN=3/10=1.5A

??? 采用陶瓷電容，鋁電容比較合適，因?yàn)?，它們的電阻能抑制開通時(shí)的浪涌電流。我們選用了10μF的鋁電解電容和10nF的陶瓷電容。

2.5??? MOSFET選擇

??? 注意最大輸入電壓時(shí)的導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗之和不超過封裝熱限制。選擇下端的MOSFET也應(yīng)盡量具有小的導(dǎo)通電阻，雖然，下端MOSFET在最大輸入電壓時(shí)電阻上的功率損耗最大，但是，在Buck電路中下端的MOSFET是零電壓開關(guān)，所以，下端的MOSFET導(dǎo)通損耗不是問題，還可以在下端開關(guān)管上并一個(gè)肖特基二極管，以防止下端開關(guān)管的體二極管在死區(qū)時(shí)間導(dǎo)通。

??? 最壞導(dǎo)通損耗在占空比極限時(shí)產(chǎn)生。上端MOSFET在最小輸入電壓時(shí)的導(dǎo)通損耗最大，在最大輸入電壓時(shí)開關(guān)損耗最大，即

??? 導(dǎo)通損耗P_RDS=×R_DS=×32×0.046=0.2588W

??? 開關(guān)損耗P_S===0.0283W

3??? 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

??? MAX1715由于沒有電流檢測(cè)電阻，并且有快速PWM控制和自動(dòng)的脈寬跳變模式，所以，其效率相對(duì)其他應(yīng)用電路更高，我們?cè)O(shè)計(jì)的電路實(shí)驗(yàn)效率達(dá)到了97％。電路圖如圖2所示。

4??? 結(jié)語

??? 本文分析了MAX1715的原理及特點(diǎn)，并將其應(yīng)用到移動(dòng)通信平臺(tái)中，滿足了EMP多路供電要求，并且滿足了體積小，重量輕，輻射小，供電靈活，效率高的要求，取得了較好的結(jié)果。