一、RCD鉗位電路

反激式開關電源的RCD鉗位電路由電阻R1、電容C1和二極管D1組成，如下圖，其中：Lk為變壓器的漏感，Lp為變壓器原邊繞組電感、Cds為Q1的寄生電容、T1為變壓器、Q1是開關管、D2是輸出整流二極管，E1是輸出濾波電容。

變壓器漏感Lk與原邊電感Lp串聯(lián)，原邊電感Lp與變壓器T1并聯(lián)。原邊電感Lp的能量可通過理想變壓器T1耦合至副邊，給后端負載提供能量。但變壓器漏感Lk的能量無法耦合至副邊，只能通過寄生電容釋放能量，引起的尖峰電壓，可以通過電阻R1吸收回路吸收能量。

1、工作原理

為了簡化，其他的元器件已去掉，工作過程：Vin是整流之后的直流脈動電壓，當開關管Q1關斷時，漏極電流迅速下降，變壓器原邊電流給Cds充電，D1導通。由于C1容值遠大于Cds，所以Lk釋放的能量主要給C1充電。

由于電容電壓具有不能突變的特性，且電容值越大電壓變化率越小，因此C1的存在，降低了開關管漏源電壓尖峰值，減小了開關管電壓變化率，電源的EMI也就較好。

當繞組中的電流反向時，D1截止，C1充電結束，此時C1通過R1放電，C1吸收的漏感能量通過R1來消耗。

2、Uds關鍵波形分析

1)下圖是開關管Q1的Vds電壓隨著時間變化的波形圖，t1時刻前也就是縱坐標為零時候，Q1導通，由于變壓器原邊電感較大，且電感兩端電壓與電流變化率成正比，因此流經(jīng)漏感電流線性上升，到t1時刻，Q1斷開;

2)t1至t2時刻時，由于變壓器原邊電感的作用，流經(jīng)變壓器的原邊電流基本不變，且此時RCD鉗位電路中的二極管關斷，輸出電路的二極管D2反向截止。這一階段可以認為是變壓器的原邊電流對Q1的寄生電容Cds恒流充電。

而在此時電容C1向R1緩慢放電，當漏極電壓大于整流后的輸入電壓與變壓器副邊的反饋電壓之和后，變壓器原邊的能量耦合到副邊，并經(jīng)整流二極管D2整流，以及E1電容濾波之后開始向負載提供能量。

3)t2時刻后，ds大于輸入電壓與C1此時的兩端電壓之和，二極管D1導通，流經(jīng)D1的電流急劇上升，同時鉗位電容C1不斷充電，直至t3時刻變壓器原邊電流下降為零時，二極管D1再次關斷，此時漏極電壓升至最大值。

4)t3時刻后由于寄生電容Cds兩端電壓大于輸入電壓，將有一反向電壓加在變壓器原邊兩端，因此，Cds與變壓器原邊勵磁電感及其漏感開始諧振，諧振期間，開關管的漏極電壓逐漸下降，儲存于Cds中的能量的一部份將轉移到副邊，另一部分能量返回輸入電源，直到諧振結束，漏極電壓穩(wěn)定至直流輸入電壓(Vin)與變換器次級反射電壓(Vor)之和大小。

為方便理解，對Q1關斷時候的尖峰端Uds的波形電壓解剖分析，在下圖中，Vdsmax=Vinmax+Vor+Vspike，其中：

Vds：Q1中D與S兩端電壓

Vin：直流輸入電壓

Vor：變壓器次級反射電壓

Vspike：變壓器初級漏感造成的尖峰電壓

3、RCD不同電阻下的波形分析

RCD鉗位電路當中，選擇合適的電阻電容對于能量吸收以及輸出效率和芯片發(fā)熱起著關鍵的作用，有些開關電源是不需要RCD等其他吸收電路的，具體電路具體分析，去掉之后芯片內置MOS管可能會容易損壞，因此，一般都要增加吸收電路。

如下圖是反激式開關電源局部電路，看看改變電阻R1阻值，Uds波形參數(shù)會有什么變化，取R1分別等于360K、180K、106K，市電輸入190VAC、相同負載情況下測試的波形。

1) R1=360K

從下圖可以看出來，在R1=360K時候，Vds=548.6V

2) R1=180K

從下圖可以看出來，在R1=180K時候，Vds=481.0V

3) R1=108K

從下圖可以看出來，在R1=106K時候，Vds=457.6V

從以上三張圖可以看出，電阻越小，Vds電壓越小，這是由于放電電流越快，因為C1吸收的能量靠電阻來消耗，但是R1過小會增大變壓器能量損耗;

事實上，電容值過大時，電容兩端電壓上升緩慢，變壓器原邊的能量不能快速傳遞到變壓器副邊;電容值過小，電容上電壓很快會降到變壓器副邊反射電壓，在開關管導通之前，箱位電路電阻將成為反激開關電源的死負載，消耗變壓器的磁芯能量，降低整個電路效率。

二、總結

電容電阻都需要選擇合適，如電壓峰值比較大，那么電容的電壓應力大，在滿足箱位電路功能的作用情況下，可進行電容值的增大電容，從而可以降低電壓電壓峰值;

同時需要調節(jié)箝位電路的電阻值，使得幵關管導通時，電容上電壓降為接近變壓器副邊反射電壓，之后電容對電阻繼續(xù)放電至開關管再次導通。

審核編輯：湯梓紅