前言

無刷直流電機（BLDC）設計很復雜。在大量的MOSFET、IGBT和門極驅動器產品組合中開始選擇電子器件（舊的起點） 是茫然無助的。

安森美（onsemi）提供幫助，帶來一個 “新的一階近似值起點”，提供與開關（N-FET或IGBT）相匹配的門極驅動，更接近客戶的最終決定，并跨越了 “舊的起點”——看似無止境的產品系列。這包括5個全面的表格，包含的電機電壓有：12 V、24 V、48 V、60 V、120 V、200 V、300 V、400 V和650 V，最高可達6 kW。

圖1

無刷直流電機（BLDC）

無刷直流（BLDC）電機具有許多優(yōu)于有刷永磁直流（PMDC）電機的優(yōu)勢，特別是更高的可靠性，幾乎無需維護，更低的電氣和聲學噪聲，更好的熱性能，更高的速度范圍，以及更高的功率密度。一個典型的BLDC電動機在轉子上使用永久磁鐵，在定子上使用三個電樞繞組（U、V、W）。一個微控制器（MCU）實施各種控制和調制方案（梯形、正弦、帶有SVM的FOC、DTC等）中的一種，以策略性地給電機繞組通電。 這就產生了電磁場，導致轉子磁鐵和定子繞組之間產生相互作用力。 如果操作得當，這種相互作用力可以精確控制電機的速度、扭矩或所需方向的功率。

圖2展示了一個典型的三相BLDC電動機的框圖。MCU執(zhí)行控制和調制方案固件，它對其PWM外設發(fā)出指令，以向三個半橋門驅動器輸出六個協(xié)調占空比。 這三個驅動器充當輸出橋中六個功率MOSFET的動力轉向，給下橋（LS）和上橋（HS）U、V和W MOSFET通電。 這些通常是N-溝道MOSFET，額定電壓為電機電壓的1.5~2.0倍，最高可達300 V。在300 V以上，N溝道MOSFET通常被IGBT取代，因為它們的功率性能更高。

MCU可以通過FAN4852 CMOS運算放大器（9 MHz典型帶寬）測量流過每個繞組的電流，且可選擇用霍爾效應傳感器反饋評估轉子的角度位置。或可實現(xiàn)一個無傳感器的架構，但需要更多的處理開銷。RSL10 BLE可用于資產跟蹤、空中固件更新（FOTA）、功能選擇/調整和遙測數據收集。

圖2

BLDC 表 #1：12 V 和 24 V（N-FET）高達 1.1 kW

下表1列出了“新的一階近似值起點”，為N溝道MOSFET提供匹配的BLDC門極驅動，12 V的功率從93 W 至372 W， 24 V的功率從186 W至1.1 KW。

表1

BLDC 表 #2：48 V 和 60 V（N-FET）高達 1.5 kW

下表2列出了“新的一階近似值起點”， 為N溝道MOSFET提供匹配的BLDC門極驅動，48 V的功率從186 W到1.5 kW，60 V的功率從186 W到1.5 kW。

表2

BLDC 表 #3：48 V 和 60 V（N-FET）高達 3 kW

下表3列出了 “新的一階近似值起點”，為N溝道MOSFET提供匹配的BLDC門極驅動，120 V的功率從186 W到為1.8 kW， 200 V的功率從186 W到 3 kW。

表3

BLDC 表 #4：300 V 和 400 V（IGBT）高達 6 kW

下表4列出了“新的一階近似值起點” 為IGBT提供匹配的BLDC門極驅動，300 V的功率從372 W到4.5 KW， 400 V的功率從372 W 到6 kW。

表4

BLDC 表 #5：300 V、400 V 和 650 V （IPM） 高達 6 kW

下表5列出了集成功率模塊（IPM）的“新的一階近似值起點”，其中，門極驅動器和IGBT被集成到一個易于使用的模塊，300 V的功率從372 W到 4.5 KW，400 V的功率從372 W到 6 kW，和 650 V的功率從 372 W 到 6 kW。

表5

安森美提供了一個很好的在線工具，用于構建帶有 IPM（集成功率模塊）的 BLDC。用戶輸入 15 種工作條件，該工具會生成多個詳細的分析表以及 12 個捕獲關鍵熱和功率性能的圖表（圖 3）。

圖3

BLDC 表 #1 - #5

BLDC很復雜，從頭到尾有數百個決定要做。例如，如果您有3個不同的客戶；a、b和c（圖1），從相同的 “起點”（24 V，1 1/4hp電機）開始，當所有3個客戶瀏覽了他們各自的決策樹時，他們的最終設計將完全不同。這是因為每個客戶都有自己的成本、能效、功率密度、外形尺寸、維護、使用壽命等的門檻。因此，建立的門極驅動與開關（MOSFET/IGBT）匹配表不可能對每個客戶都合適。如果我們嘗試，可能對一個客戶是適用的，而對另外999個客戶則不適用。然而，我們可以基于智能工程的考量做出一些合理的假設，并產生一個 “一階近似值”，它介于交給客戶開關和門極驅動器組合（舊的起點：你是自己的）與客戶的最終決定之間。

一階近似工程考量

1）成本：我們力求篩選出最低成本，同時滿足以下考量。

2） 拓撲結構：選擇梯形（又名 6 步控制）換向是因為它的控制相對簡單并產生高效和高峰值扭矩。由于在任何時候只有兩個功率開關導通，因此每個開關的“導通時間”占空比為 33%。

3） PWM 占空比： PWM 頻率為 15 kHz。這是大多數 6 kW 以下 BLDC 的典型情況。

4） 門極驅動器： 結隔離門極驅動器。這些表格不包括電隔離。

5） 溫度：環(huán)境溫度 85 ℃。

6） 門極驅動計算：額定門極驅動的計算方法是將 Q G（TOT） （nC） 除以開/關時間 （ns）。我們?yōu)?N-FET 選擇 50 ns 開/關，為 IGBT 選擇 200 ns。

7） N-FET 結溫：對于表面貼裝封裝（無散熱器）的（T j ） 由 T j = P DISS x R θJA + Ambient 計算，在最大額定 T j以下至少留有 25 ℃的余量。

1. 其中：

i. R θJA = 結點至環(huán)境的熱阻

8） IGBT 結溫：帶散熱片的通孔封裝的IGBT 結溫 （T j） 計算公式為 T j = P DISS x （R θ JC + R θ CS + R θ SA ）+ 環(huán)境，在最大額定 T j以下至少留有 50 ℃的余量。

1. 其中：

i. RθJC = 結到殼的熱阻

ii. RθCS = 殼到散熱片的熱阻

iii. RθSA = 散熱片到環(huán)境的熱阻

9） N-FET 功耗： I PHASE 2 （A） x R DSON（歐姆）。

10） IGBT 功耗：開關損耗 + 導通損耗 + 二極管損耗

1. 其中：

i. 開關損耗 = E ts （J） x PWM 頻率 （Hz）

ii. 導通損耗 = I PHASE （A） x V CE（SAT） （V）

iii. 二極管損耗 =（開關損耗 + 導通損耗）x 0.25

11） 額定開關電壓： N-FET V （BR）DSS和 IGBT V CES = 2-3x 電機電壓

12） 額定開關電流： N-FET I D和 IGBT I C = 3 x I PHASE。

13） 電機相電流： I PHASE = 1.23 x P OUT / V BUS

1. 其中：

i. IPHASE = 電機相電流， 安培

ii. POUT = 逆變器到電機的電功率輸出

iii. PF = 電機功率因數，0.0 – 1.0，1.0 是理想的（我們假設為 0.85）

iv. VBUS =電機總線電壓、VDC 或 24 V

v. MI = 調制指數，0.0 – 1.0，典型值為 0.9（我們假設為 0.9）

審核編輯：郭婷