在上期中，我們探討了交流電機(jī)驅(qū)動器如何進(jìn)行隔離式電壓檢測。

本期，為大家?guī)淼氖?strong>《使用熱插拔控制器應(yīng)對 48V AI 服務(wù)器的保護(hù)挑戰(zhàn)》，將探討使用熱插拔控制器和并聯(lián) MOSFET 設(shè)計前端保護(hù)時，高功耗以及快速和瞬態(tài)動態(tài)特性帶來的挑戰(zhàn)，并給出建議解決方案。

簡介

隨著人工智能 (AI) 和機(jī)器學(xué)習(xí)技術(shù)不斷進(jìn)步，企業(yè)服務(wù)器需要同時處理大量數(shù)據(jù)和存儲，能耗極高。每個服務(wù)器主板的穩(wěn)態(tài)額定功率高達(dá) 5kW 或 6kW，而通用服務(wù)器的額定功率為 1kW 或 2kW。但外形尺寸保持不變，因此隨著功率密度的增加，系統(tǒng)設(shè)計面臨著諸多挑戰(zhàn)。與通用服務(wù)器相比，AI 服務(wù)器上瞬態(tài)負(fù)載的負(fù)載幅度、壓擺率和頻率增加了三到四倍。

圖 1 顯示了48V 機(jī)架式服務(wù)器中的典型配電情況，其中輸入受到熱插拔電路的保護(hù)，然后分配到所有下游系統(tǒng)負(fù)載。

圖 1：48V 機(jī)架式服務(wù)器配電的典型方框圖

在本文中，我們將討論基于 AI 的處理器在 48V 服務(wù)器設(shè)計中帶來的各種挑戰(zhàn)，以及設(shè)計指南和重要提示和技巧，用于實現(xiàn)符合表 1 中概述的系統(tǒng)規(guī)格的可靠熱插拔解決方案。

表 1：典型系統(tǒng)規(guī)范

設(shè)計 48V AI 服務(wù)器

熱插拔電路的挑戰(zhàn)

每當(dāng)回顧這些年來熱插拔電路配置是如何演變的，都會發(fā)現(xiàn)有趣的現(xiàn)象。熱插拔解決方案由三個主要組件組成：一個用作主電源控制開關(guān)的 N 溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管 (MOSFET)、一個測量電流的感應(yīng)電阻器，以及一個熱插拔控制器，其中包括一個完成環(huán)路以控制 MOSFET 的通電流的電流感應(yīng)放大器。

如圖 2 所示，您可以對低功耗設(shè)計使用單一基于 MOSFET 的熱插拔解決方案。從根本上說，熱插拔控制器具有電流和功率限制功能，可限制浪涌和故障電流，同時保障 MOSFET 的安全工作區(qū) (SOA)。這些功能足以用于設(shè)計低功耗 (<500W) 熱插拔解決方案。

圖 2：傳統(tǒng)功率限制熱插拔電路

圖 3：具有柵極壓擺率控制功能的熱插拔電路

圖 4：具有針對 Cdv/dt 的局部放電路徑的熱插拔電路

隨著數(shù)字負(fù)載的增加，系統(tǒng)需要更高的輸出電容 (>SOA 470μF)，要求并聯(lián) MOSFET 支持穩(wěn)態(tài)電流并采用輸出電壓壓擺率控制，以使 MOSFET 保持在其 SOA 范圍內(nèi)。

在輸出電壓壓擺率控制方法中，放置在柵極-GND 之間的電容器 Cdv/dt（參閱圖 3）可限制柵極和輸出電壓的壓擺率，從而限制浪涌電流。當(dāng) MOSFET 中的功率損耗降低且分布在較長的時間段內(nèi)時，它們可以處理更多能量。因此，隨著輸出電容增加，您需要更高的 Cdv/dt來降低 MOSFET 在啟動期間的浪涌電流和功率損耗。

更高的 Cdv/dt會干擾關(guān)斷過程，但熱插拔控制器的下拉強(qiáng)度有限。這需要針對 Cdv/dt采用基于本地 P 溝道 N 溝道 P 溝道 (PNP) 的放電電路，如圖 4 所示。在啟動期間，Cdv/dt以相同的方式控制壓擺率，但在關(guān)斷事件期間，Q1 PNP 晶體管激活并在本地對 Cdv/dt放電。二極管 D1 會阻止 Cdv/dt放電到柵極引腳，從而降低柵極引腳上的應(yīng)力，同時確保控制器正常運(yùn)行。

在 AI 驅(qū)動型圖形處理單元應(yīng)用中，熱插拔解決方案必須支持 150A 左右的電流，并且必須支持高頻、高壓擺率負(fù)載瞬態(tài)，而這帶來了三個新的挑戰(zhàn)。

挑戰(zhàn) 1：

輸出短路期間的關(guān)斷延遲

隨著負(fù)載電流的增加，需要并聯(lián)更多的 MOSFET，以將最高穩(wěn)態(tài) MOSFET 結(jié)溫限制為安全值（100°C 至 125°C）。例如，為了在 70°C 環(huán)境溫度下支持 150A 的穩(wěn)態(tài)負(fù)載電流，需要并聯(lián)八個德州儀器 (TI) CSD19536KTT MOSFET，以將穩(wěn)態(tài) MOSFET 結(jié)溫限制在 100°C 范圍內(nèi)。并聯(lián) MOSFET 有助于散熱，但會增加熱插拔控制器柵極引腳上的有效電容并影響關(guān)斷響應(yīng)。

在輸出短路期間，MOSFET 需要足夠快地關(guān)斷，以防止故障電流進(jìn)一步累積，并避免損壞 MOSFET、輸入電源或印刷電路板 (PCB)。TI LM5066I 熱插拔控制器的柵極下拉強(qiáng)度限制為 160mA，這不足以在短路事件期間完全關(guān)斷所有八個 MOSFET，如圖 5 所示。

圖 5：LM5066I 控制器采用八個 MOSFET 時的短路響應(yīng)

挑戰(zhàn) 2：

在負(fù)載瞬態(tài)期間出現(xiàn)錯誤的柵極關(guān)斷

盡管基于 PNP 的局部 Cdv/dt放電電路有助于在輸出短路事件期間可靠地關(guān)斷 MOSFET，但會在存在高頻、高壓擺率負(fù)載瞬態(tài)的情況下導(dǎo)致柵極錯誤關(guān)斷。在負(fù)載升壓期間，由于熱插拔電路的輸入和輸出阻抗有限，MOSFET 源極節(jié)點(diǎn)會下降。源極節(jié)點(diǎn)上的壓降通過 MOSFET 的 CGS電容耦合到 MOSFET 柵極節(jié)點(diǎn)，并導(dǎo)致柵極節(jié)點(diǎn)也下降。MOSFET 源節(jié)點(diǎn)在負(fù)載降壓期間恢復(fù)。由于 LM5066I 熱插拔控制器的柵極電流有限（典型值為 20μA），柵極節(jié)點(diǎn)無法完全恢復(fù)到之前的水平。因此，熱插拔控制器柵極在后續(xù)負(fù)載瞬態(tài)周期中繼續(xù)進(jìn)一步下降，從而為 Q1 產(chǎn)生基極-發(fā)射極電壓。最后，PNP 雙極結(jié)晶體管 Q1 導(dǎo)通，導(dǎo)致錯誤地關(guān)斷系統(tǒng)。圖 6 展示了整個過程，而圖 7 展示了相應(yīng)的測試結(jié)果。

圖 6：動態(tài)負(fù)載的熱插拔電路圖示

圖 7：熱插拔電路對動態(tài)負(fù)載的響應(yīng)

挑戰(zhàn) 3：

受控（慢速）導(dǎo)通期間的并聯(lián)諧振

通常，在線性工作區(qū)域內(nèi)，與單個 MOSFET 相比，并聯(lián) MOSFET 更容易發(fā)生寄生振蕩。這是因為漏極、源極和柵極節(jié)點(diǎn)上存在寄生雜散封裝電感和電容，它們會形成一個類似于 Colpitts 振蕩器的諧振回路。與柵極驅(qū)動強(qiáng)度 >2A 的開關(guān)穩(wěn)壓器不同，具有較低柵極驅(qū)動強(qiáng)度 (20μA) 的熱插拔控制器通過在線性區(qū)域中運(yùn)行 MOSFET 來限制啟動期間的浪涌電流。因此，熱插拔 MOSFET 的并聯(lián)組合非常敏感，更有可能產(chǎn)生持續(xù)振蕩。這種現(xiàn)象會導(dǎo)致在電源短路故障期間違反 MOSFET SOA，從而導(dǎo)致 MOSFET 損壞。

建議的電路增強(qiáng)

下面我們將探討有助于解決這三個挑戰(zhàn)的電路增強(qiáng)。

改善關(guān)斷響應(yīng)

在圖 8 所示的建議解決方案中，使用PNP 晶體管（QPD和 RPD）引入外部快速下拉電路將提高關(guān)斷速度。在輸出短路事件期間，160mA 的柵極下拉電流會在 RPD電阻器上產(chǎn)生較大的壓降，并啟用 PNP 晶體管的快速下拉 (QPD)。這進(jìn)而會使所有并聯(lián) MOSFET 的柵極至源極短路，立即關(guān)斷 MOSFET 以快速斷開電源路徑。圖 9 展示了快速下拉電路中短路事件的實驗結(jié)果。

克服動態(tài)負(fù)載的關(guān)斷錯誤

在該解決方案中，熱插拔柵極節(jié)點(diǎn)通過在 MOSFET 柵極端子之間放置DSS二極管來從 MOSFET 柵極端子去耦，同樣如圖 8 所示。此修改有助于消除輸出電壓紋波到熱插拔控制器柵極節(jié)點(diǎn)的反射，并避免軟啟動 PNP 晶體管 Qss 發(fā)生錯誤導(dǎo)通。更改二極管的位置不會影響啟動期間的控制器行為或任何故障事件。如測試結(jié)果（請參閱圖 10）所示，即使在頻率為 1kHz、負(fù)載階躍為 20A 至 120A 的情況下，系統(tǒng)也能連續(xù)運(yùn)行。

圖 8：建議的熱插拔電路配置

圖 9：具有快速下拉電路的輸出短路響應(yīng)

圖 10：在 1kHz 頻率下，20A 至 120A 步進(jìn)至 20A 的負(fù)載瞬態(tài)性能

阻尼寄生振蕩

添加與每個 MOSFET 柵極串聯(lián)的阻尼電阻器 (RG1、RG2、RG3)可以消除系統(tǒng)中的寄生振蕩。通常，我們推薦使用 10Ω 0603 封裝電阻，但根據(jù)寄生效應(yīng)，1Ω 左右的低值也可能有用。我們建議在您的 PCB 上進(jìn)行測試并確定阻尼電阻器的值。

設(shè)計指南和器件選擇

將表 1 中所示的系統(tǒng)規(guī)格饋入LM5066I 設(shè)計計算器將獲得并聯(lián)的所選 MOSFET 的電流感應(yīng)電阻器 (RSNS)、功率限制電阻器 (RPWR)、故障計時器電容器 (CTIMER)、軟啟動電容器 (Cdv/dt) 和數(shù)量 (N) 的值。在適用于 48V 人工智能服務(wù)器的 8kW 熱插拔參考設(shè)計中，RSNS= 330μΩ、RPWR= 28.7kΩ、CTIMER= 10nF、Cdv/dt= 47nF 且 N = 8。

查看圖 8，使用方程式 1 擇 RPD電阻器：

方程式1

其中，VBE(sat)是 QPDPNP 晶體管的基極-發(fā)射極飽和電壓，而IGATE(CB)是 LM5066I 熱插拔控制器中的上電復(fù)位斷路器灌電流。8kW 熱插拔參考設(shè)計使用的 RPD值 =20Ω。

Cdv/dt放電電路

圖 8 為 DSS使用 100V 信號二極管。二極管應(yīng)處理幾十毫安的正向電流。此 8kW 熱插拔參考設(shè)計使用 Diodes Inc. 的 BAV16W-7-F

您必須反復(fù)選擇RSS1、RSS2和 QSS，以確保在關(guān)斷期間三個分量中的任何一個都不會受到應(yīng)力。對于 QSS，您可以選擇集電極-發(fā)射極 (VCEO) 和集電極-基極 (VBEO) 電壓>100VDC且集電極連續(xù)電流 >200mA 的任何標(biāo)準(zhǔn) PNP 晶體管。選擇 RSS1和 RSS2的值及其各自的額定功率，將流過 QSS晶體管的電流限制在安全值。您必須為 RSS2使用特殊的高功率電阻器，以便管理關(guān)斷期間的瞬態(tài)峰值功率應(yīng)力。8kW 熱插拔參考設(shè)計將 onsemi MMBT5401LT1G 用于 QSS，RSS1= 100Ω 且 RSS2= 499Ω (Vishay RCS0805499RFKEA)。

需要使用輸入瞬態(tài)電壓抑制 (TVS) 二極管，以便在輸入熱插拔和輸出短路事件期間防止瞬態(tài)過壓。TITVS 二極管推薦工具可幫助您獲取 TVS 二極管的器件型號（電壓和功率額定值），以及并聯(lián)的 TVS 二極管數(shù)量。8kW 熱插拔參考設(shè)計使用三個 Littelfuse 8.0SMDJ60A TVS 二極管。

您將需要輸出肖特基二極管，以免熱插拔控制器的輸出引腳在發(fā)生輸出短路事件時受到負(fù)瞬態(tài)的影響。8kW 熱插拔參考設(shè)計使用三個 onsemi FSV20100V 肖特基二極管。

結(jié)語

與傳統(tǒng)服務(wù)器相比，新興的 48V AI 服務(wù)器在峰值和穩(wěn)定狀態(tài)下都需要更大的功率。在使用熱插拔控制器和并聯(lián) MOSFET 設(shè)計前端保護(hù)時，高功耗以及快速和瞬態(tài)動態(tài)特性帶來了挑戰(zhàn)。面臨的挑戰(zhàn)包括如何針對實際故障快速關(guān)斷并聯(lián) MOSFET，同時避免計算負(fù)載產(chǎn)生高頻瞬態(tài)的錯誤關(guān)斷。本文中的建議解決方案消除了傳統(tǒng)熱插拔控制器的局限性，并支持為 48V AI 服務(wù)器設(shè)計可靠的輸入保護(hù)解決方案。