在上期中，我們探討了HotRod QFN 封裝技術(shù)與舊式封裝的對比，說明了它如何提升小型DC/DC電源轉(zhuǎn)換器的功率密度和整體性能。

本期，為大家?guī)淼氖恰秲?yōu)化放大器電路中的輸入和輸出瞬態(tài)穩(wěn)定時間》，將討論基于運算放大器電路中，輸入階躍瞬態(tài)與輸出負載瞬態(tài)響應(yīng)時間的差異問題，特別是針對一種常用于驅(qū)動容性負載的帶隔離電阻的雙反饋電路。

引言

運算放大器電路通常在執(zhí)行系統(tǒng)功能時需要響應(yīng)輸入和輸出瞬態(tài)。部分電路主要設(shè)計用于接受不同的輸入瞬態(tài)，如傳感器信號調(diào)節(jié)電路；而其他電路則提供輸出瞬態(tài)，例如模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (ADC)輸入或基準驅(qū)動器。在運算放大器電路設(shè)計中，同一電路的輸出（負載）階躍與輸入階躍的輸出穩(wěn)定響應(yīng)時間的差異經(jīng)常被忽視。

在大多數(shù)電路中，輸出負載直接連接到運算放大器的輸出端；響應(yīng)時間在很大程度上基于運算放大器對所需負載瞬態(tài)及后續(xù)恢復提供支持的能力。然而，該行為取決于電路拓撲。在運算放大器輸出電壓 (Vopa)不直接連接到負載的電路中，輸出穩(wěn)定響應(yīng)會與輸入響應(yīng)大不相同。在放大器必須驅(qū)動容性負載 (Cload)的情況下，此類電路的一個常見示例是具有雙反饋 (Riso+DFB) 電路拓撲的隔離電阻器。在 Vopa 和 Cload 網(wǎng)絡(luò)之間使用隔離電阻器 (Riso)并存在從反饋電容器 (Cf)和反饋電阻器 (Rf)返回反相輸入 (IN-)的兩個反饋路徑，此電路也因此得名。

圖 1-1 顯示了一個用于驅(qū)動容性負載 (Cload) 的 Riso+DFB 電路示例。輸入端直接連接到電壓源，因此運算放大器必須對輸入端發(fā)生的變化做出反應(yīng)。在含有一個簡單的開關(guān) (SW1) 和電阻負載 (Rload) 的基本情況下，放大器電路必須對輸出端出現(xiàn)的負載瞬態(tài)做出響應(yīng)。

圖 1-1 具有雙反饋的 Riso原理圖

圖 1-2 中的兩個仿真電路展示了輸入階躍和負載瞬態(tài)輸出響應(yīng)之間的差異。圖 1-2(a) 將輸入電壓階躍應(yīng)用于電路的輸入端，而 圖 1-2(b) 將負載電流階躍應(yīng)用于輸出端。在負載瞬態(tài)電路中，通過將流經(jīng)Riso (Iload x Riso)的負載電流 (Iload)形成的輸出壓降設(shè)置為與輸入階躍幅度相等，將兩個電路中 Vopa 的初始變化設(shè)置為10mV，從而實現(xiàn)同級比較。10mV 的輸出階躍幅度可防止運算放大器出現(xiàn)大信號趨穩(wěn)行為，例如壓擺率限制。此外，輸出電流必須足夠小，以防止運算放大器進入大信號短路電流限制范圍。

圖 1-2 輸入階躍 (a) 和負載瞬態(tài) (b) 仿真電路

圖 1-3 顯示了兩個仿真電路的結(jié)果。按照設(shè)計，針對輸入和輸出響應(yīng)，Vopa 的初始變化均為 10mV。但是負載輸出電壓 (Vout) 穩(wěn)定所需的時間在兩個電路之間是不同的；輸入階躍電路的趨穩(wěn)速度比輸出負載瞬態(tài)階躍電路快得多。例如，若要穩(wěn)定到 0.05%（相當于 10 位），輸入階躍電路需要 5.02μs，輸出負載瞬態(tài)電路需要 189.42μs。

表 1-1 列出了圖 1-2 中輸入階躍電路和負載瞬態(tài)階躍電路要實現(xiàn)10 至 18 位分辨率采集系統(tǒng)所需的輸出穩(wěn)定時間之間的差異。由于不同的輸出阻抗和開環(huán)增益曲線會造成更加細微的影響，測試備選運算放大器將獲得不同的穩(wěn)定響應(yīng)。

表 1-1 不同穩(wěn)定精度水平的輸入和輸出瞬態(tài)穩(wěn)定時間

圖 1-3 輸入階躍 (a) 和輸出負載瞬態(tài) (b) 電路的

輸出穩(wěn)定響應(yīng)

圖 1-4 顯示了對輸入和輸出瞬態(tài)的輸出穩(wěn)定響應(yīng)起主導作用的元件，如紅色箭頭所示。對于輸入階躍瞬態(tài)，Riso和 Cload電阻-電容 (RC) 時間常數(shù)決定了輸出穩(wěn)定時間。發(fā)生輸入階躍時，Vopa立即響應(yīng)輸入電壓階躍。隨著運算放大器輸出電壓升高，Vout會因 Riso和 Cload而出現(xiàn)延遲。

對于負載瞬態(tài)，Rf 和 Cf RC 時間常數(shù)決定了輸出穩(wěn)定響應(yīng)。發(fā)生負載瞬態(tài)時，Vout立即下降10mV (Risox Iload)。Vopa響應(yīng) Vout下降所需的時間取決于 Rf和 Cf產(chǎn)生的 RC 延時時間。

圖 1-4 主導輸入階躍 (a) 和輸出負載 (b) 瞬態(tài)響應(yīng)的

RC 時間常數(shù)

圖 1-5 將輸入階躍和負載瞬態(tài)輸出穩(wěn)定時間（底部響應(yīng)）與前文所述的起主導作用的RC 時間常數(shù)（頂部響應(yīng)）進行了比較。圖 1-5F(a) 將 Vout的輸入階躍穩(wěn)定時間與具有100Ω電阻器和10nF電容器（Riso和 Cload）的 RC 電路響應(yīng)進行了比較。圖 1-5(b) 將輸出瞬態(tài)穩(wěn)定時間與具有100kΩ電阻器和270pF電容器（Rf和 Cf）的 RC 電路響應(yīng)進行了比較。RC 電路上升時間與輸入階躍和負載瞬態(tài)輸出穩(wěn)定響應(yīng)一致，從而證實了上述理論。

圖 1-5 輸入階躍 (a) 和輸出負載 (b) 瞬態(tài)穩(wěn)定時間

（RC 時間常數(shù)起主導作用）

下文將討論Riso+DFB 電路的穩(wěn)定性標準，并介紹如何優(yōu)化反饋比，以獲得更好的負載瞬態(tài)穩(wěn)定時間。首先，運算放大器作為單位增益緩沖器，必須穩(wěn)定驅(qū)動 Riso+Cload組合。其次，由 Rf和 Cf形成的 1/Beta 極點必須至少小于來自 Riso 和 Cload 的零點頻率的一半。

·單位增益緩沖器驅(qū)動 Risox Cload的相位裕度：>45°

·反饋比：(Rfx Cf)/(Risox Cload) > 2

雖然穩(wěn)定運行的反饋路徑的最小比率為2，但穩(wěn)定電路沒有最大比率。只要滿足第一個標準，反饋路徑比率可穩(wěn)定保持在 10、100 甚至 1,000，并具有類似的相位裕度結(jié)果。然而，如 圖 1-5 所示，輸出負載響應(yīng)基于由 Rf和 Cf元件形成的時間常數(shù)。因此，雖然穩(wěn)定，但較大的比率將導致負載響應(yīng)比輸入響應(yīng)慢得多。

圖 1-6 顯示了輸出穩(wěn)定響應(yīng)如何隨改變(Rfx Cf)/(Risox Cload)的比率而化變。當反饋比接近最小標準 2 時，輸入階躍和輸出負載瞬態(tài)的輸出響應(yīng)幾乎相等，但會增加一些過沖和振鈴。增加 (Rfx Cf)/(Risox Cload) 的比率會產(chǎn)生更大的阻尼輸出，一旦比率大于 20，該輸出對輸入階躍響應(yīng)的影響最小。然而，該比率對Rfx Cf時間常數(shù)起主導作用，因此較大的比率會繼續(xù)增加負載瞬態(tài)輸出響應(yīng)時間。

圖 1-6 輸入階躍（頂部）和輸出負載（底部）瞬態(tài)的

多個比率的輸出穩(wěn)定響應(yīng)

因此，為了在響應(yīng)輸出負載瞬態(tài)時實現(xiàn)卓越性能，應(yīng)在設(shè)計電路時采用接近 2 的 (Rfx Cf)/(Risox Cload) 比率。由于運算放大器特性與電路元件和多樣性之間的相互作用將導致某些組合低于目標比率，更保守的設(shè)計方法將此比率設(shè)置在4 和 10 之間。反饋元件比率低于 2 將影響電路的穩(wěn)定性。

這種效應(yīng)發(fā)揮作用的一個實際例子是 ADC 基準驅(qū)動電路，如圖 1-7 所示。

圖 1-7 ADC 基準驅(qū)動電路

在 ADC 的轉(zhuǎn)換階段，逐次逼近過程中會將內(nèi)部電容器數(shù)模轉(zhuǎn)換器 (CDAC)組切換到電路中。每次新的電容器切換到電路中時，外部驅(qū)動電路所需的電流突發(fā)將作為負載瞬態(tài)出現(xiàn)。因此，如果沒有正確配置電路反饋比，Riso+DFB 電路可能無法正確穩(wěn)定至負載響應(yīng)。

圖 1-8 顯示了電路仿真中的上述效應(yīng)，其中使用 圖 1-7 中的運算放大器電路作為ADS8860的基準緩沖器，ADS8860 是一個16 位逐次逼近寄存器 ADC，在本示例中配置為以 100kSPS 的速率進行采樣。將電路中的反饋路徑比值從大約3.6變化到360顯示了負載穩(wěn)定時間的差異。正如圖 1-5 中的結(jié)果所預期，具有較高比率的電路需要更長的時間使基準緩沖器電路達到平衡，從而導致轉(zhuǎn)換之間的最低有效位穩(wěn)定誤差小于 1/2。

最低模擬比率 – 圖 1-8(a) 中的 3.6 – 需要大約四個樣本達到平衡，而圖 1-8(c) 中比率為 360，需要超過 400 個樣本（或大約 4ms）電路才能達到平衡，這很好地說明這一點。應(yīng)用通常采用間歇性的樣本突發(fā)，對于具有圖 1-8(c) 所示結(jié)果的電路可能不會在樣本突發(fā)完成之前完全達到平衡。不穩(wěn)定的基準會導致出現(xiàn)轉(zhuǎn)換錯誤和 AC 性能下降。如前所述，比率為 3.6 和 360 的電路的相位裕度和輸入響應(yīng)幾乎相同；如果您沒有正確設(shè)計電路并驗證輸出負載響應(yīng)，則可能會出現(xiàn)意外的電路結(jié)果。

圖 1-8 不同反饋比率的 ADC 基準驅(qū)動趨穩(wěn)：

3.6 (a)；36 (b)；和 360 (c)。左圖和右圖分別顯示了

5ms 時間標度和 300μs 時間標度，結(jié)果相同。

結(jié)論

包括 ADC 輸入和 ADC 基準電壓驅(qū)動器在內(nèi)的應(yīng)用需要使用運算放大器電路對輸出負載瞬態(tài)和輸入階躍瞬態(tài)進行響應(yīng)。這些應(yīng)用中經(jīng)常使用的 Riso+DFB 電路拓撲在輸出和輸入階躍的輸出穩(wěn)定響應(yīng)時間上會存在很大差異，具體取決于所選的電路值和比率。如果用戶在設(shè)計這些電路時僅使用輸入階躍進行電路分析，則輸出負載穩(wěn)定可能會出現(xiàn)意外結(jié)果，從而對應(yīng)用產(chǎn)生負面影響。因此，在設(shè)計電路時，必須同時響應(yīng)輸入階躍瞬態(tài)和輸出負載瞬態(tài)。驗證對兩種瞬態(tài)類型的穩(wěn)定響應(yīng)是否滿足電路穩(wěn)定要求，這不失為一個好方法。