在上期中，我們探討了有源EMI濾波器是縮小汽車電源、降低成本的先進解決方案。

本期，為大家?guī)淼氖恰秲?yōu)化放大器電路中的輸入和輸出瞬態(tài)穩(wěn)定時間》，將討論如何利用死區(qū)時間內的磁通量衰減效應，來有效防止推挽式轉換器中的變壓器飽和問題。

引言

推挽式轉換器已成為一種常用拓撲，用于構建 1W 至10W 范圍內的隔離式電源。此拓撲可與數(shù)字隔離器、隔離式放大器、隔離式模數(shù)轉換器、隔離式接口（例如隔離式控制器局域網(wǎng)和隔離式 RS-485）以及隔離式柵極驅動器進行配對。請參閱圖 1。

圖 1：推挽式轉換器

推挽式轉換器的普及源于其操作簡單、電磁輻射低、峰值電流低、效率高、抗擾度高和系統(tǒng)成本低。只需使用以下幾種分立式元件即可設計具有推挽式拓撲的隔離式電源軌：兩個電源開關、一個中心抽頭變壓器和一些整流器二極管。這是一種前饋拓撲，不需要基于光耦合器的反饋，因此不存在環(huán)路穩(wěn)定性問題。

盡管推挽式轉換器有許多優(yōu)點，但存在一個大問題，即可能發(fā)生變壓器飽和。這種轉換器依靠兩個運行相位之間的良好匹配來避免變壓器鐵芯中出現(xiàn)磁通量累積。變壓器飽和會導致初級電流呈指數(shù)級增長，從而造成輸入電源崩潰甚至損壞轉換器。本文介紹了可能導致推挽式轉換器中變壓器飽和的情況，以及能夠減輕或防止變壓器飽和的參數(shù)。

推挽式轉換器的基本工作原理

在圖 1 所示的推挽式轉換器中，場效應晶體管 (FET)Q1 和 Q2 設計為驅動強度相等，并在交替周期中具有相同的導通時間 (T)。兩個初級繞組采用特定纏繞方式，使 Q1 導通產生的磁通量與 Q2 導通產生的磁通量完全相等且方向相反。每個相位中的磁通量累積 (?B) 與變壓器初級兩端施加的電壓 (V) 和施加電壓的時間 T成正比。在所有元件完全匹配的情況下，變壓器鐵芯中的磁通量通過零點四周的兩個象限，如圖 2 所示。兩個相位中的磁通量完全抵消，因此，轉換器能夠在穩(wěn)定狀態(tài)下運行，沒有連續(xù)的磁通量累積。磁化電流 (Im) 會相應地在零點四周以三角波擺動。

圖 2：變壓器中的磁通量以及 Im

失配的影響

如果兩個運行相位之間存在失配問題（例如，如果施加的電壓不同或持續(xù)時間不同），一個周期中變壓器中積累的磁通量在另一個周期中不會完全被抵消。這種狀況會在一個完整的運行周期后留下輕微的殘余磁通量，這些磁通量隨著時間的推移會慢慢增加，最終使變壓器進入飽和區(qū)。請參見圖 3。根據(jù)失配的極性，Im會在正區(qū)域或負區(qū)域中累積。在飽和區(qū)，通過變壓器初級繞組的電流會急劇增加，可能對變壓器和驅動器晶體管造成災難性損壞。

圖 3：失配引起的磁通量增加和 Im上升

對適配問題進行補償

實際可行的推挽式轉換器總是存在適配問題。隨著時間的推移，即使是最小的失配也會導致磁通量大量累積。這是否意味著推挽式轉換器將始終飽和？不是。

Q1 和 Q2 導通電阻 (RON) 的負反饋、限流以及 Im在死區(qū)時間內傳輸?shù)截撦d都有助于防止變壓器飽和。接下來將介紹這些技術的使用以及相應效果。

FET RON 的負反饋

如圖 3 所示，在磁通不平衡的情況下，一個相位中的 Im高于另一個相位中的相應值。電流較大的相位會在功率FET 中出現(xiàn)較高的壓降，因此在該相位下對變壓器兩端施加較低的電壓。在該相位累積的磁通量較少，因此會減小 Im。如果轉換器中的失配很小，該負反饋足以使轉換器保持穩(wěn)定平衡。

但是，根據(jù) FET RON 和 Im 的值，該負反饋可能無法補償轉換器失配的影響。例如，如果輸入電壓 (VIN) 為5V，峰值 Im為 100mA，且 FET RON為 1Ω，則 FET RON可提供的最大負反饋為 100mA × 1Ω = 100mV，相對于 5V 的超出百分比為 2%。也就是說，F(xiàn)ET RON能夠補償高達 2% 的失配（例如，由兩個相位之間的導通時間不匹配引起的失配問題）。在大多數(shù)情況下，這 2%的補償足以防止飽和。但是，如果 FET RON僅為0.25Ω，則負反饋只能補償 0.5% 的失配，這一數(shù)值可能不足以始終防止飽和。

這種近似分析有助于了解 FET 電阻的負反饋所能補償?shù)氖涑潭?。對?FET RON設計得很低以便降低傳導損耗的大功率轉換器，F(xiàn)ET 電阻的負反饋可能不足以防止變壓器飽和。

限流

另一種防止飽和的技術是逐周期限流，它可以監(jiān)控每個周期中通過 FET 的電流。如果電流超過安全限值（通常設置為工作電流范圍的兩到三倍），則該周期將終止。雖然限流可作為一種可靠的安全措施，但這種方法會導致更高的整體 I2R 功率損耗，因為轉換器中的峰值電流被允許上升到高于要求的值。輕載條件下對效率的影響更大，在這種情況下，無負載電流意味著 Im必須大幅增加到更高的值才能達到電流限值。圖 4 所示為限流對 Im的影響，該電流不能超過設定的電流限值。

圖 4：限流可防止 Im累積到不安全水平

死區(qū)時間對推挽式變換器中變壓器飽和的影響

為了防止擊穿電流，推挽式轉換器在兩個相位之間總是存在一定的死區(qū)時間。在死區(qū)時間內，F(xiàn)ET Q1 和 Q2 都關斷。死區(qū)時間在防止變壓器飽和方面的有利效果如下所述。

在圖 5 中，磁化電感建模為 Lm。流經(jīng) Lm的電流為Im。FET Q1 和 Q2 在死區(qū)時間內均關斷，因此 Im 會升高 Q1 或 Q2 的漏極電壓，從而使 Diode1 或 Diode2正向偏置。電流路徑取決于死區(qū)時間開始時 Im的極性。變壓器鐵芯兩端將出現(xiàn)次級側電壓，從而使鐵芯磁通量衰減。換句話說，Im在死區(qū)時間內流經(jīng)次級側二極管Diode1 或 Diode2 時以某種方式發(fā)生衰減。當 Im（因此鐵芯磁通量）達到零時，流經(jīng)次級二極管的電流將停止。

圖 5.Im流經(jīng)二極管時衰減

如果總死區(qū)時間占導通時間 T 的百分比大于兩個相位之間磁通量失配的百分比，則磁通量在死區(qū)時間內將始終衰減為零。推挽式轉換器現(xiàn)在在一個象限內工作，如圖 6 所示。如果穩(wěn)定狀態(tài)下在一個相位中產生的磁通量(ΔB1) 比另一個相位中產生的磁通量 (ΔB2) 更高，從而在整個周期結束時產生凈的正 Im，那么該正 Im在死區(qū)時間內流經(jīng)次級二極管時會發(fā)生衰減（?B3和 ?B4），直到磁通量和 Im降至零。如圖 6 所示，Im不會無限期累積，而是會達到穩(wěn)定狀態(tài)，并保持正值。同樣，如果失配在兩個相位結束時導致凈負 Im，Im將以凈負 Im達到穩(wěn)定狀態(tài)。

圖 6.盡管存在失配，但磁通量和 Im仍保持穩(wěn)定， 并在死區(qū)時間 (DT) 內衰減至零

器件測量結果

我們通過測試模式特意在兩個相位之間添加了時序失配，測試了死區(qū)時間對 SN6505B 推挽式轉換器的影響。在沒有失配的情況下，每個相位的導通時間為 625ns。添加失配以使兩個導通時間（T1 和 T2）一直偏斜至540ns 和 710ns，總計失配為 170ns。然后，觀察開關節(jié)點上的電源轉換器效率和過沖，找出變壓器飽和的跡象。Im 的突然增加將表現(xiàn)為電源轉換器效率和過沖的拐點。

SN6505B 每個時鐘周期的總內置死區(qū)時間為 160ns，即每個導通時間后的死區(qū)時間為 80ns。圖 7 展示了當相位之間的失配從 90ns 增加到 170ns 時轉換器效率與負載電流間的關系。圖 8 以圖形方式顯示了150ns、160ns 和 170ns 三個失配值的開關節(jié)點（Q1 和Q2 的漏極）。如這兩個圖所示，轉換器的效率曲線以及開關節(jié)點上的過沖在失配約為 150ns 至 160ns 時顯示出拐點，這個時間接近于 SN6505B 和 Im中的總死區(qū)時間。這些測量結果對上一部分中的分析形成支持，并證明低于死區(qū)時間的失配（以導通時間的百分比表示）不會使推挽式轉換器飽和。

圖 7.不同導通時間 T1 和 T2 值下的效率與負載電流間的關系

圖 8.不同導通時間 T1 和 T2 值下的開關節(jié)點過沖

這些結果還表明，SN6505B 能夠保持穩(wěn)定，即使在特意添加 10% 到 12% 失配的情況下也不會飽和。該百分比要比推挽式轉換器中通常存在的失配值（2% 至 3%）高得多。為了進一步提供保護，SN6505B 還具有內置電流限制功能。

結論

死區(qū)時間內次級二極管中的磁通量衰減對于防止飽和非常有效。只要失配低于死區(qū)時間（采用百分比形式），就有可能防止變壓器飽和。使用SN6505B 設計的隔離式電源不會飽和，因此在存在較大失配時仍能保持穩(wěn)定。