面向AI數(shù)據(jù)中心高壓中間母線轉(zhuǎn)換器應(yīng)用的橫向GaN HEMT、SiC MOSFET與SiC Cascode JFET的對比

摘要

隨著AI數(shù)據(jù)中心向更高功率密度和更高效能源分配演進(jìn)，高壓中間母線轉(zhuǎn)換器（HV IBC）正逐漸成為下一代云計(jì)算供電架構(gòu)中的關(guān)鍵器件。本文針對橫向GaN HEMT、碳化硅MOSFET及SiC Cascode JFET（CJFET）三類寬禁帶功率器件，在近1 MHz高頻開關(guān)條件下用于高壓母線轉(zhuǎn)換器的性能展開對比分析。重點(diǎn)評估了導(dǎo)通損耗、開關(guān)特性、柵極電荷損耗及緩沖電路需求等關(guān)鍵指標(biāo)。同時(shí)，本文亦探討了三種諧振轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹询B式LLC、單相LLC與三相LLC——對其系統(tǒng)效率與元件數(shù)量的影響。仿真結(jié)果表明，盡管三類半導(dǎo)體器件的系統(tǒng)總損耗相近，但CJFET因結(jié)構(gòu)簡單、驅(qū)動(dòng)便捷，在成本方面具備顯著優(yōu)勢。在拓?fù)浔容^中，三相LLC通過有效降低RMS電流并減少元件數(shù)量，表現(xiàn)出更優(yōu)的綜合性能。本研究為未來高壓IBC設(shè)計(jì)中半導(dǎo)體選型與拓?fù)渑渲锰峁┝死碚撘罁?jù)，安森美（onsemi）正開展相關(guān)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證工作。

引言

當(dāng)前，云計(jì)算供電架構(gòu)正朝著更高傳輸電壓的方向演進(jìn)。這一趨勢不僅體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心與電網(wǎng)的連接方式上——將通過固態(tài)變壓器直接接入中壓電網(wǎng)，也體現(xiàn)在數(shù)據(jù)中心內(nèi)部的電力分配系統(tǒng)中——其正逐步轉(zhuǎn)向高壓直流配電架構(gòu)。在該架構(gòu)下，計(jì)算托盤將直接連接至800V直流母線，隨后通過高壓IBC將電壓降至50V或12V，為下游負(fù)載供電。

高壓IBC具備以下關(guān)鍵特性：

實(shí)現(xiàn)電壓降壓（16:1或64:1變換比）

提供電氣隔離以保障安全

非穩(wěn)壓輸出

具備短時(shí)過載能力

超緊湊的外形尺寸

轉(zhuǎn)換效率高

本白皮書將重點(diǎn)圍繞實(shí)現(xiàn)上述目標(biāo)的轉(zhuǎn)換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與半導(dǎo)體技術(shù)展開探討。內(nèi)容主要聚焦于原邊的拓?fù)溥x擇與半導(dǎo)體器件；副邊假定采用低壓硅基MOSFET，并配置為中心抽頭電流倍增器或全橋結(jié)構(gòu)。

半導(dǎo)體技術(shù)

為滿足高壓IBC在小型化設(shè)計(jì)中無源元件的布局要求，系統(tǒng)需以極高的開關(guān)頻率（接近1 MHz）運(yùn)行。因此可選的半導(dǎo)體器件被限定為寬禁帶器件，主要包括：氮化鎵高電子遷移率晶體管（GaN HEMT）、碳化硅金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管（SiC MOSFET）以及SiC Cascode JFET（CJFET）。在本應(yīng)用中，上述器件的關(guān)鍵評估指標(biāo)集中于導(dǎo)通損耗、開關(guān)特性與成本三個(gè)方面。

導(dǎo)通損耗

這三種器件在導(dǎo)通狀態(tài)下均可用電阻Rds,on來表征（與IGBT等具有恒定導(dǎo)通壓降的器件不同）。因此，其導(dǎo)通損耗與流經(jīng)電流的平方成正比：

Pcon=Rds,on× I2ds

(方程1)

Rds,on會(huì)隨溫度升高而增加，其標(biāo)稱值僅適用于25℃的結(jié)溫。下表對比了典型GaN器件、安森美（onsemi）M3S 650 V器件以及安森美第四代CJFET 750 V器件的導(dǎo)通電阻隨溫度上升的情況。

表1.不同結(jié)溫下的Rds,on值

在為特定應(yīng)用確定正確的Rds,on值時(shí)，必須考慮這種增加。

開關(guān)特性

在“轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹币还?jié)中探討的所有拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)均受益于軟開關(guān)特性，其固定電流可在轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)階段進(jìn)行優(yōu)化。在開關(guān)轉(zhuǎn)換瞬間，諧振電流為零，僅勵(lì)磁電流流通，而該電流可通過調(diào)整變壓器勵(lì)磁電感（例如改變氣隙）等參數(shù)靈活控制。因此，三種半導(dǎo)體技術(shù)在開關(guān)過程中產(chǎn)生的損耗可忽略不計(jì)。然而，其寄生電容仍顯著影響開關(guān)軌跡。

影響開關(guān)特性的主要差異源于器件的輸出電容（COSS）。通常，SiC MOSFET具有較大的COSS，這是由于其需要更大的裸芯尺寸才能實(shí)現(xiàn)與GaN HEMT或SiC CJFET相當(dāng)?shù)膶?dǎo)通電阻（Rds,on），如表2所示。該電容與勵(lì)磁電流共同決定了半導(dǎo)體器件的開關(guān)轉(zhuǎn)換速度。

(方程2)

在此過渡階段，轉(zhuǎn)換器不傳輸任何功率。因此，將其保持在整個(gè)開關(guān)周期的較小比例更為有利。對方程（2）進(jìn)行時(shí)間變量積分并求解勵(lì)磁電流，可得到方程（3）。

(方程 3)

該方程可用于計(jì)算在給定時(shí)間（td）內(nèi)，根據(jù)半導(dǎo)體器件的電容（COSS）完成電壓轉(zhuǎn)換所需的勵(lì)磁電流（Im）。表2列出了各半導(dǎo)體技術(shù)對應(yīng)的結(jié)果。

達(dá)到該勵(lì)磁電流所需的勵(lì)磁電感，可通過以下方式推導(dǎo)：對施加在變壓器原邊的電壓（該電壓由副邊反射而來）進(jìn)行積分，再除以所需的勵(lì)磁電流，如方程（4）所示。

(方程 4)

其中Vout為輸出電壓，n為變壓器變比，?r為開關(guān)（諧振）頻率。表2列出了三種半導(dǎo)體技術(shù)對應(yīng)的勵(lì)磁電感值。

其次，在計(jì)算損耗時(shí)，還需考慮驅(qū)動(dòng)半導(dǎo)體器件導(dǎo)通所需的柵極電荷所引起的輔助損耗。該電荷值通常在器件數(shù)據(jù)手冊中給出，將所需柵極電荷乘以柵源電壓VGS，即可得到存儲(chǔ)在柵極上的能量。該能量在器件每個(gè)開關(guān)周期關(guān)斷時(shí)耗散一次。存儲(chǔ)能量乘以開關(guān)頻率即為因放電導(dǎo)致的功率損耗（PG）。此外，柵極電容充電過程中還存在柵極驅(qū)動(dòng)器和電阻產(chǎn)生的額外損耗，本文暫不討論。表2給出了三種半導(dǎo)體配置對應(yīng)的上述損耗值：SiC MOSFET因柵極導(dǎo)通電壓高、柵極電荷大，其柵極損耗顯著；相比之下，CJFET的柵極損耗約為SiC MOSFET的一半，這得益于其較低的柵極驅(qū)動(dòng)電壓以及由低壓MOSFET（由驅(qū)動(dòng)器直接驅(qū)動(dòng)）所帶來的較小柵極電荷；而GaN器件表現(xiàn)最優(yōu)，其柵極電荷損耗比前兩者小10~20倍。

表2.一個(gè)25mΩ器件，在以下條件下運(yùn)行的參數(shù)對比：?r=750?kHz，Vout=12.5?V，n=16，Vdc=400?V，td=100?ns）

緩沖電路（Snubber）

在快速開關(guān)過程中，CJFET可能因寄生電感、電容與快速電壓變化的相互作用而產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象。盡管該拓?fù)溆兄谝种泼桌招?yīng)并提升帶寬，但同時(shí)會(huì)引入易引發(fā)諧振的高阻抗節(jié)點(diǎn)。因此，精心優(yōu)化的PCB布局與有效的抑制措施對于控制此類振鈴尤為關(guān)鍵，常見方法是在晶體管兩端并聯(lián)緩沖電路。

然而，此類振鈴現(xiàn)象主要源于CJFET在硬開關(guān)過程中半導(dǎo)體器件間的快速切換。當(dāng)CJFET用于軟開關(guān)應(yīng)用時(shí)，該問題可得到顯著緩解。圖1展示了CJFET在500kHz LLC諧振轉(zhuǎn)換器中運(yùn)行時(shí)的實(shí)測結(jié)果。

圖1. CJFET在LLC諧振轉(zhuǎn)換器中工作時(shí)的漏源電壓實(shí)測波形

測量在LLC運(yùn)行開始時(shí)進(jìn)行。由于運(yùn)行初始階段勵(lì)磁電感未充電，首次換流是硬開關(guān)方式。因此，在未并聯(lián)緩沖電路的情況下，CJFET的漏源極電壓會(huì)產(chǎn)生振鈴現(xiàn)象。然而，僅經(jīng)過兩個(gè)開關(guān)周期后，勵(lì)磁電流便已足夠大，能夠?qū)崿F(xiàn)開關(guān)的換流。此后，無論是否使用緩沖電路，實(shí)測波形幾乎無明顯差異。

對于CJFET而言，無需額外配置緩沖電路具有顯著優(yōu)勢：不僅節(jié)省了PCB面積和物料成本，又能消除轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中的一個(gè)損耗來源。

損耗

為基于損耗對比三種半導(dǎo)體器件的性能，需進(jìn)行系統(tǒng)級仿真。例如，更大的輸出電容（COSS）需更大的勵(lì)磁電流，從而增加變壓器銅損。圖2展示了堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器的總損耗，包括磁芯損耗、銅損、柵極驅(qū)動(dòng)損耗以及開關(guān)與導(dǎo)通損耗，其中所仿真的轉(zhuǎn)換器與“轉(zhuǎn)換器拓?fù)洹币还?jié)中所述的規(guī)格和設(shè)計(jì)相匹配。

三種器件的總損耗對比結(jié)果顯示其性能幾乎相同。為深入分析，圖3進(jìn)一步給出了按損耗來源分解的結(jié)果。該分解表明，在此轉(zhuǎn)換器中，半導(dǎo)體技術(shù)的選擇對整體損耗影響甚微：GaN HEMT雖柵極驅(qū)動(dòng)損耗較低，但其較高的導(dǎo)通電阻導(dǎo)致導(dǎo)通損耗增加，最終使各類器件的整體表現(xiàn)趨于一致。

圖2.采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)損耗

圖3.采用不同原邊開關(guān)器件的堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器在標(biāo)稱功率下的系統(tǒng)損耗來源分解

各損耗來源顏色標(biāo)識(shí)如下：磁芯損耗：暗紅色；PCB繞組銅損：淺藍(lán)色；副邊柵極電荷損耗：綠色；副邊導(dǎo)通損耗：紫色；原邊柵極電荷損耗：橙色；原邊導(dǎo)通損耗：深藍(lán)色

轉(zhuǎn)換器拓?fù)?/p>

諧振式轉(zhuǎn)換器拓?fù)渚哂谐叩墓β拭芏?，但代價(jià)是在寬輸入或輸出電壓范圍內(nèi)效率降低。由于高壓IBC具有固定的輸入輸出電壓比以及對超高功率密度的需求，因此諧振拓?fù)浞浅＿m合此類應(yīng)用。

諧振拓?fù)浯嬖诙喾N方案，本研究將對其中的三種進(jìn)行探討，如圖4所示。圖4a展示了一種堆疊式LLC轉(zhuǎn)換器（sC），其主要優(yōu)勢在于可采用650V級別的開關(guān)器件實(shí)現(xiàn)高壓IBC。圖4b所示為單相LLC轉(zhuǎn)換器（1pC），其原邊使用的器件數(shù)量最少。圖4c展示了一種三相LLC轉(zhuǎn)換器（3pC），它得益于三相拓?fù)涔逃械母蚏MS電流和電壓紋波，可縮小元器件的尺寸。

sC的原邊

1pC的原邊

3pC的原邊

圖4.本研究中探討的三種轉(zhuǎn)換器拓?fù)湓呺娐?/p>

系統(tǒng)規(guī)格
本研究基于仿真結(jié)果對三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及半導(dǎo)體技術(shù)進(jìn)行對比分析。仿真采用PLECS軟件平臺(tái)，基于安森美針對CJFET和SiC MOSFET的Elite Power仿真工具，以及通用橫向GaN模型。表3列出了本次仿真所用的高壓IBC規(guī)格參數(shù)。

表3.本次分析中使用的高壓IBC規(guī)格參數(shù)

采用sC和1pC的高壓IBC系統(tǒng)將拆分為兩個(gè)轉(zhuǎn)換器，各承擔(dān)一半標(biāo)稱功率（每臺(tái)6kW）。此舉旨在將原邊RMS電流降至可控水平（詳見下面轉(zhuǎn)換器物料清單章節(jié)）。3pC方案將通過一臺(tái)12kW轉(zhuǎn)換器實(shí)現(xiàn)。

轉(zhuǎn)換器損耗

三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的損耗如圖5所示。

輸出功率（kW）

圖5.采用不同原邊開關(guān)器件的sC系統(tǒng)損耗

sC與1pC的損耗特性較為相似。兩者均在約50%標(biāo)稱功率處出現(xiàn)損耗的躍升。這是因?yàn)樵谠摴β庶c(diǎn)，構(gòu)成12 kW系統(tǒng)的兩個(gè)變換器單元中的第二個(gè)轉(zhuǎn)換單元投入運(yùn)行，導(dǎo)致磁芯損耗和柵極電荷輔助損耗翻倍。而3pC的損耗隨功率增加上升較為平緩，這得益于三相拓?fù)浔旧硭哂械母蚏MS電流特性。然而，在低功率條件下，由于所有變壓器和副邊開關(guān)器件持續(xù)運(yùn)行，其損耗相較于sC和1pC更高。這一特性亦可從圖6所示的損耗細(xì)分中得到印證。

圖6.研究的三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)系統(tǒng)損耗分解。上圖顯示3 kW時(shí)的損耗，下圖顯示12 kW時(shí)的損耗。

各損耗來源顏色標(biāo)識(shí)如下：磁芯損耗：暗紅色；PCB繞組銅損：淺藍(lán)色；副邊柵極電荷損耗：綠色；副邊導(dǎo)通損耗：紫色；原邊柵極電荷損耗：橙色；原邊導(dǎo)通損耗：深藍(lán)色

表4. 12kW轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)物料清單

轉(zhuǎn)換器物料清單（BOM）

采用前述三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的12 kW轉(zhuǎn)換器系統(tǒng)的物料清單如表4所示。

盡管1pC所需的原邊器件數(shù)量最少，但整體器件總數(shù)最少的方案卻是3pC。這得益于三相拓?fù)涔逃械妮^低RMS電流特性，不僅減少了副邊器件數(shù)量，也簡化了變壓器設(shè)計(jì)。

sC每個(gè)轉(zhuǎn)換單元使用兩個(gè)矩陣式變壓器，整個(gè)12 kW系統(tǒng)共需四個(gè)變壓器。每個(gè)變壓器包含八個(gè)基本變壓器單元，總計(jì)達(dá)32個(gè)單元。而1pC的配置則不同：每個(gè)轉(zhuǎn)換器僅需一個(gè)變壓器，但由于其所需變壓比高于sC，該變壓器的單元數(shù)量需翻倍。

而3pC僅需三個(gè)變壓器，每個(gè)包含八個(gè)基本單元，是三種方案中基本變壓器單元數(shù)量最少的。

此外，在輸出電容需求方面，3pC也具有明顯優(yōu)勢。相比之下，1pC所需的電容尺寸過大，幾乎無法滿足合理設(shè)計(jì)的要求。

結(jié)語

本研究探討的三種半導(dǎo)體技術(shù)（GaN HEMT、SiC MOSFET、SiC CJFET）在高壓IBC應(yīng)用中表現(xiàn)幾乎一致。由于諧振拓?fù)涞能涢_關(guān)特性，它們的開關(guān)損耗差異影響甚微。通過合理選擇勵(lì)磁電感，可規(guī)避其寄生電容差異帶來的影響。最后，各技術(shù)間的損耗差異微乎其微，因此成本將成為關(guān)鍵決策因素。CJFET憑借簡化的器件結(jié)構(gòu)實(shí)現(xiàn)高效制造工藝，在成本效益方面顯著優(yōu)于其他技術(shù)。

相較于sC和1pC，3pC憑借其更低的RMS電流具有顯著優(yōu)勢，減少了物料清單中的元件數(shù)量（特別是副邊開關(guān)器件和變壓器組件）。這些優(yōu)勢可在轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中靈活利用——既可用于提升功率密度，也可通過增大單個(gè)器件尺寸（例如采用更大的變壓器磁芯以降低峰值磁通密度，從而減少磁芯損耗）來進(jìn)一步優(yōu)化性能。

上述仿真結(jié)果將通過安森美正在開發(fā)的高壓IBC硬件實(shí)測數(shù)據(jù)進(jìn)行驗(yàn)證。

審核編輯 黃宇