?48 V電源軌廣泛應(yīng)用于無(wú)線基站和電信設(shè)備。在網(wǎng)絡(luò)中央機(jī)房使用這種電源軌時(shí)，其電壓介于?48 V和?60 V之間。為了測(cè)量這些電壓下的電流，一般需要采用雙電源（如±15 V）供電的器件。通常，只有直接與?48 V電源軌接口的前端調(diào)理放大器才使用雙電源。系統(tǒng)的其余部分采用單電源供電。

消除負(fù)電源可降低復(fù)雜性和成本。在圖1所示電路中，通過(guò) AD629和AD8603，用戶可在僅依賴正電源供電的同時(shí)，測(cè)量?48 V至?60 V電壓下的電流。

圖1. 用于測(cè)量?48 V電流的電路（原理示意圖）

與低邊電流檢測(cè)相比，高邊電流檢測(cè)可抑制接地噪聲，并能在運(yùn)行期間檢測(cè)短路情況。

電流描述

該電路使用AD629差動(dòng)放大器對(duì)超出電源電壓范圍的電壓進(jìn)行調(diào)理。允許的最小和最大輸入共模電壓由以下公式確定：

其中：

VCOM_MAX為共模電壓最大值。

+VS為正電源電壓。

VREF為基準(zhǔn)電壓。

VCOM_MIN為共模電壓最小值。

?VS為負(fù)輸入電壓。

當(dāng)VREF= 5 V、+VS= 12 V且?VS= 0 V時(shí)，AD629共模輸入范圍為?71 V至+121 V。此范圍足夠?qū)?，可覆蓋?48 V電源軌的整個(gè)預(yù)期范圍。AD629差動(dòng)放大器會(huì)檢測(cè)差分電壓（檢測(cè)電流(IS) × 檢測(cè)電阻(RSENSE)），它由流過(guò)分流電阻的電流產(chǎn)生。AD629具備1倍的固定增益，因此其輸出電壓等 于IS× RSENSE+ VREF。

分流電阻為100 mΩ，其容差為0.1%，最大額定功率為1 W。選擇分流電阻時(shí)，必須同時(shí)考慮電流測(cè)量精度和自熱效應(yīng)。

AD8603配置為減法器，以便能夠抑制5 V共模電壓并放大目標(biāo)信號(hào)，即IS × RS。該信號(hào)被放大20倍，以覆蓋AD7453模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)的2.5 V滿量程輸入范圍。ADC的滿量程2.5 V信 號(hào)對(duì)應(yīng)于-48 V電源上的1.25 A電流。該電路之所以選擇 AD8603，是因?yàn)槠渚哂械洼斎肫秒娏鳌⒌洼斎胧д{(diào)漂移以及軌到軌輸入和輸出特性。軌到軌輸出允許AD8603與 ADC共用同一電源。請(qǐng)注意，由于其輸出級(jí)，AD8603的輸出只能降至地電位以上約50 mV。此輸出對(duì)應(yīng)于約25 mA的檢測(cè)電流IS。因此，無(wú)法測(cè)量小于25 mA的電流。然而，對(duì)于非常低的電流，通常沒(méi)有精度要求。

組成減法器的四個(gè)電阻的比值必須匹配，才能獲得最大共模抑制(CMR)能力。在此階段，減法器必須抑制來(lái)自AD629 的5 V共模信號(hào)。

使用12位ADC AD7453的原因是其偽差分輸入可簡(jiǎn)化 AD8603和ADC之間的接口。此外，憑借小尺寸封裝和低成本，它適用于對(duì)成本敏感或尺寸受限的場(chǎng)景。

AD780因其高精度和易用性，被用作12位ADC AD7453的基準(zhǔn)電壓源。

該電路的測(cè)試方法如下：在?48 V和?60 V的電源軌下，測(cè)量數(shù)字化輸出電壓隨電流的變化關(guān)系。圖2表明，測(cè)試結(jié)果與預(yù)期值密切相關(guān)，并且在不同的共模電壓下，電路具有良好的線性度。

圖2. 共模電壓為?48 V和?60 V時(shí)， 數(shù)字化輸出電壓與電流的關(guān)系

AD629的CMR引起的誤差是最大誤差。總失調(diào)誤差由 AD8603差動(dòng)放大器的信號(hào)增益放大20倍；因此，以AD8603 輸出為基準(zhǔn)，總失調(diào)誤差可能高達(dá)156 mV。

此計(jì)算表明，輸入差動(dòng)放大器的CMR對(duì)于實(shí)現(xiàn)低失調(diào)很重要。如果電流檢測(cè)電路在戶外使用，則溫度指標(biāo)（整個(gè)溫度范圍內(nèi)的初始增益漂移、失調(diào)電壓漂移和CMR）非常重要，而AD629非常適合此類應(yīng)用。

AD8603的輸入失調(diào)電壓（最大0.3 mV）和輸入偏置電流(1 pA) 會(huì)引起誤差。在21倍的噪聲增益下，這些放大器誤差產(chǎn)生最 大約6.3 mV的輸出失調(diào)誤差?？傋畲筝敵鍪д{(diào)誤差是 AD629 (156 mV)和AD8603 (6.3 mV)引起的誤差之和，折合到 AD8603輸出端為162.3 mV。應(yīng)通過(guò)系統(tǒng)校準(zhǔn)消除此誤差。如果使用典型規(guī)格而不是最大值，則AD8603輸出的失調(diào)電壓約為45 mV。

AD629A的失調(diào)誤差如表1所示，可利用最大值規(guī)格計(jì)算 如下。

表1. AD629A直流誤差

該電路必須構(gòu)建在具有大面積接地層的多層印刷電路板上。為實(shí)現(xiàn)理想性能，必須采用適當(dāng)?shù)牟季?、接地和去耦技術(shù)。

常見(jiàn)變化

ADR361尺寸更小、功耗低、精度高，是基準(zhǔn)電壓源的另一個(gè)選擇。

集成式儀表放大器（如AD8223或AD8226）可代替AD8603。這種放大器無(wú)需AD8603電路所需的外部電阻匹配。如果可接受1倍的增益，也可使用集成電阻的差動(dòng)放大器（如 AD8276）代替AD8603。

AD629B的CMR比AD629A高9 dB。其失調(diào)電壓和增益誤差均只有AD629A的大約一半。這些指標(biāo)對(duì)于無(wú)法進(jìn)行系統(tǒng)校準(zhǔn)的情況至關(guān)重要。

如果轉(zhuǎn)換器需要集成度更高的解決方案，則ADuC7019、ADuC7020、ADuC7021、ADuC7022、ADuC7024、ADuC7025、ADuC7026、ADuC7027和ADuC7028系列集成12位、1 MSPS ADC的ARM7TDMI精密模擬微控制器是理想選擇。