設計師在減輕熱問題時常常需要做出很多折衷，包括電源變換拓撲結構的選擇、開關頻率的選擇、半導體封裝形式的選擇，還有半導體類型、散熱方式、變換電路的具體位置、電路板材料以及成本等。

　　在開關模式電路里，對功率半導體功耗的一個較好的一階估計是：P=DVI。這里I是通過功率半導體的平均傳導周期電流，V是器件上的平均傳導周期電壓，而D則是占空比。

　　在實際電路中，電流是電路的函數(shù)，而電壓則是電流、器件類型、結溫和半導體控制方法的函數(shù)。例如，二極管的正向電壓只是電流和溫度的函數(shù)。工作狀態(tài)中的MOSFET上的電壓為IDRDS(on)，即漏極電流與溝道電阻的乘積，RDS(on)則又是ID、柵極驅動和溫度的函數(shù)。通態(tài)中的IGBT上的電壓為V=VCE(sat)則是電流柵極驅動和溫度的函數(shù)。

　　利用功耗乘以熱阻來確定半導體的溫升。這種分析方法的限制在于它過于簡單化了功耗計算，沒有考慮瞬態(tài)條件。雖然功率器件的數(shù)據(jù)表里都給出了熱響應曲線，但利用它無法克服那些限制(圖1)。

　　曲線中假定在占空比為D的功率脈沖為矩形，持續(xù)時間t，幅度為P。沿著曲線找到適合于電路占空比的點，對應到代表脈沖持續(xù)時間的水平軸的點。再從縱軸上讀取熱響應，然后用功耗乘以該響應值，便得到從外殼到半導體結的溫升。

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　　圖1：，根據(jù)功率半導體數(shù)據(jù)表提供熱響應曲線可以計算器件高于外殼溫度的升高值。

　　該熱響應曲線只能解決從外殼到結的溫升。卻無法考慮外殼的具體安裝方法，安裝方法貢獻環(huán)境溫度以上的溫升，如完整的熱堆模型所指示(圖2)。

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　　圖2：功率半導體的熱堆包括半導體結、基板、外殼或其他熱接觸材料、散熱器和環(huán)境溫度。

　　利用電路仿真器能夠計算總的熱響應，用的是解決問題的每個部分的不同工具和數(shù)據(jù)源，而不是一部分部分解決問題的方案。該仿真器還允許觀察熱系統(tǒng)對電路參數(shù)性能的影響，而這僅依靠手工計算或數(shù)據(jù)表分析的方法來實現(xiàn)則是極為困難的。

　　該電路仿真采用元器件模型和網(wǎng)絡分析，非常接近每個器件在電路中的真實工作條件。該仿真器自動地計算功率器件的功耗，考慮到了電路的整個工作范圍和器件模型，包括門極驅動、開關瞬變以及二極管反向恢復等。

　　不過，傳統(tǒng)的電路仿真器計算功率是基于靜態(tài)的熱模型。換句話說， 它們只適應于僅與溫度有關的器件行為。這對于低功率IC仿真來說是足夠的，因為這種電路中的器件本身只產(chǎn)生很少的溫升。但功率半導體有自身的發(fā)熱，精確的仿真必須考慮器件特性的溫度關聯(lián)性。在靜態(tài)的25℃器件模型的基礎上，加上一個準動態(tài)的熱分析模型，就可以克服上述的局限性(圖3)。

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　　圖3：準動態(tài)熱分析模型計算了功率器件的參數(shù)對溫度的關聯(lián)度。

　　Spice作為電子工程領域中的事實上的仿真器標準，能夠實現(xiàn)宏模型中的熱封包。常用的其它仿真器也能夠實現(xiàn)帶宏模型的熱封包(thermal wrapper)?？梢赃x擇硬件描述語言來實現(xiàn)熱封包，這些語言包括用于Ansoft公司Simplorer的VHDL-AMS， Synopsys公司Saber所用的 MAST，還有Cadence公司Spector仿真器所用的 Verilog。由于這些仿真器都可以使用宏模型，本文將重點集中到方案上，并以一個功率MOSFET作為一個實例進行建模。

　　在我們的例子中，熱封包必須實現(xiàn)兩個與MOSFET參數(shù)相關的溫度，這些參數(shù)包括門限電壓VTH，還有充分提升了的通道阻抗，RDS(on)。VTH的溫度系數(shù)近似為-7 mV/℃。RDS(on)的溫度關聯(lián)性模型用二次方程來描述比較好。實現(xiàn)這些數(shù)學關系是容易的，但如何導出激勵這些函數(shù)的工作溫度卻是一個挑戰(zhàn)。