調(diào)節(jié)MAX2009/MAX2010 RF預(yù)失真器以?xún)?yōu)化系統(tǒng)性能

類(lèi)似于WCDMA的線性調(diào)制方案能夠支持較高的數(shù)據(jù)速率，每個(gè)載波允許多個(gè)無(wú)線連接，但會(huì)造成載波信號(hào)較高的峰均比。所以，當(dāng)前的放大器不得不增大散熱面積以滿(mǎn)足鄰信道泄漏的限制。由于PA (功率放大器)的效率下降，PA同樣需要較大的散熱面積，需要采用線性化技術(shù)以最小的IM (互調(diào))獲得最高效率。本應(yīng)用筆記詳細(xì)介紹了調(diào)節(jié)MAX2009/MAX2010模擬預(yù)失真器以?xún)?yōu)化IC性能的不同技術(shù)。

引言

類(lèi)似于WCDMA的線性調(diào)制方案能夠支持較高的數(shù)據(jù)速率，每個(gè)載波允許多個(gè)無(wú)線連接，但會(huì)造成載波信號(hào)較高的峰均比。與恒包絡(luò)調(diào)制不同(恒包絡(luò)調(diào)制中允許PA (功率放大器)采用小尺寸)，目前應(yīng)用中的放大器必須采用較大的散熱面積，以滿(mǎn)足鄰信道泄漏的要求。PA效率的下降同樣需要PA占用較大的散熱面積，需要采用線性化技術(shù)以最小的IM (互調(diào))實(shí)現(xiàn)最高效率。

眾所周知的線性化技術(shù)，例如：前饋(FFW)和數(shù)字預(yù)失真(DPD)，費(fèi)用昂貴且需要相當(dāng)大的空間。這就需要尋求一種元件數(shù)量少、易于操作的方法。

與FFW或DPD相比，MAX2009/MAX2010模擬RF預(yù)失真器需要非常少的外部元件，易于調(diào)節(jié)，并且具有相當(dāng)大的線性范圍。

MAX2009/MAX2010依靠RF頻率下的AM-AM和AM-PM曲線校準(zhǔn)提高IM3和ACPR性能。芯片內(nèi)部測(cè)量信號(hào)功率，并將相位和增益預(yù)失真為電流信號(hào)幅度的函數(shù)。盡管AM-AM和AM-PM校準(zhǔn)采用無(wú)記憶電路，AB類(lèi)放大器仍然能夠從Maxim?器件產(chǎn)生的負(fù)失真信號(hào)中獲益，顯著地改善系統(tǒng)性能。

與所有線性化技術(shù)一樣，采用好的信號(hào)削波算法能夠在PA之前降低信號(hào)的峰均比(沒(méi)有超過(guò)EMV限制)，有助于模擬預(yù)失真。MAX2009/MAX2010配合適當(dāng)?shù)男盘?hào)削波方案能夠獲得最佳性能。

預(yù)失真器原理

對(duì)于指定的正弦RF輸入，RF頻率下放大器的壓縮失真通常類(lèi)似于圖1。預(yù)失真器對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行失真處理，以抵消放大器造成的失真。結(jié)果得到凈線性傳輸函數(shù)。


圖1. 幅值失真?zhèn)鬏敽瘮?shù)

相位失真操作幾乎相同。大多數(shù)放大器都傾向于隨著幅度的增大而增大輸入信號(hào)延時(shí)。這意味著輸出信號(hào)的相位隨幅度的增大而減小。預(yù)失真器的相位調(diào)整則相反，將延時(shí)作為幅度的函數(shù)，隨幅度增大而減小。最終形成一個(gè)固定延時(shí)的傳輸函數(shù)。


圖2. 相位失真?zhèn)鬏敽瘮?shù)

上圖所示為V_IN/V_OUT瞬態(tài)特性。對(duì)于RF放大器來(lái)說(shuō)，即使可能實(shí)現(xiàn)，也非常困難。對(duì)于一個(gè)無(wú)記憶系統(tǒng)，通過(guò)簡(jiǎn)單繪制AM-AM和AM-PM曲線圖，可完全描述放大器的非線性特性。圖3所示為AM-AM和AM-PM曲線示例。輸入信號(hào)為單頻率，x軸表示輸入功率，AM-AM和AM-PM曲線分別表示增益的幅值和相位。注意，相位壓縮在幅度壓縮之前進(jìn)行，這一點(diǎn)對(duì)于選擇正確的模擬預(yù)失真方法非常重要。


圖3. AM-AM和AM-PM曲線

任何實(shí)際使用的放大器都具有一定程度的非線性，這種非線性可通過(guò)泰勒級(jí)數(shù)展開(kāi)，表示成非線性傳輸函數(shù)：

V_OUT = K₀ + K_1VIN + K_2VIN2 + K_3VIN3 + ... + K_NVIN^N

偶次諧波遠(yuǎn)離基波，其系數(shù)數(shù)值很小可忽略不計(jì)，諧波分量的幅值隨著諧波次數(shù)的增大而減小。所以，大多數(shù)情況下利用3次和5次諧波即可準(zhǔn)確地描述實(shí)際的非線性放大器。根據(jù)所要求的線性度的不同，高階項(xiàng)在有些情況下可能非常重要。K3、K5、…等系數(shù)越大，放大器的非線性越嚴(yán)重，AM-AM和AM-PM曲線偏離理想直線越遠(yuǎn)。對(duì)于任何類(lèi)型的放大器，預(yù)失真的目的都是盡可能改善系統(tǒng)的AM-AM和AM-PM曲線，從而將不希望的交調(diào)產(chǎn)物降至最小。

放大器預(yù)失真的準(zhǔn)備工作

MAX2009/MAX2010的典型功能是擴(kuò)展相位和增益，以補(bǔ)償放大器的相位和增益壓縮。這個(gè)過(guò)程相當(dāng)于線性映射，功率管壓縮曲線的每個(gè)點(diǎn)都對(duì)應(yīng)于一個(gè)相位和增益修正值。實(shí)際應(yīng)用中，放大器在一定程度上受記憶效應(yīng)的影響。與其它半導(dǎo)體器件一樣，功率管特性隨溫度變化，由于功率放大器的效率受限，大多數(shù)功率被轉(zhuǎn)化為熱量。這種能量轉(zhuǎn)換對(duì)應(yīng)于幾個(gè)不同的時(shí)間常數(shù)。整個(gè)放大器變熱需要幾分鐘，晶體管封裝變熱需要幾秒鐘，而一個(gè)LDMOS通道發(fā)熱的時(shí)間則是微秒級(jí)的1。所以，若一個(gè)信號(hào)包絡(luò)的功率變化非?？欤鏦CDMA，有效通道的溫度將不再保持恒定，而是隨調(diào)制信號(hào)變化。這就造成了記憶效應(yīng)。若只是簡(jiǎn)單重啟，由于放大器驅(qū)動(dòng)從峰值向下變化時(shí)通道溫度較高，會(huì)造成在沿壓縮曲線向上和向下驅(qū)動(dòng)時(shí)的表現(xiàn)不同。對(duì)于CDMA信號(hào)，這會(huì)影響到后面的多個(gè)數(shù)據(jù)芯片，意味著較大的EVM和互調(diào)產(chǎn)物。

管理記憶效應(yīng)

可以用不同方式表示記憶效應(yīng)(圖4)。最直接的方法是使用自定義的CDMA編碼，使平均功率較低，并且兩個(gè)連續(xù)峰值具有相同的峰值功率。如果放大器的解調(diào)輸出信號(hào)顯示出不同幅度的峰值，則說(shuō)明存在記憶效應(yīng)。


圖4. 記憶效應(yīng)

一種常被用來(lái)識(shí)別放大器記憶效應(yīng)的方法是測(cè)量輸出頻譜。不相等的IM邊帶說(shuō)明放大器存在記憶效應(yīng)(圖5)。


圖5. 放大器輸出頻譜說(shuō)明存在記憶效應(yīng)

無(wú)記憶模擬預(yù)失真器只能改善失真的非記憶部分，因此必須優(yōu)化放大器以達(dá)到最小的記憶效應(yīng)。

造成記憶效應(yīng)的原因有多個(gè)，并非所有原因都能夠由電路設(shè)計(jì)人員左右。雖然很難降低LDMOS通道的發(fā)熱，但對(duì)包括所有驅(qū)動(dòng)器的有源器件進(jìn)行適當(dāng)散熱非常關(guān)鍵。

合理的電路設(shè)計(jì)能夠減輕記憶效應(yīng)的影響。為了避免載波調(diào)制引起電源電壓變化，有必要在調(diào)制帶寬范圍內(nèi)對(duì)電源進(jìn)行濾波。

優(yōu)化最大增益時(shí)，通常要將輸入偏置匹配優(yōu)化于高阻抗，但這對(duì)非線性柵極電容影響較大。輕微的匹配失諧雖然降低了零點(diǎn)幾分貝的放大器增益，但可顯著改善記憶效應(yīng)。經(jīng)驗(yàn)2表明：如果對(duì)放大器進(jìn)行優(yōu)化，使其在超出信號(hào)帶寬的較寬頻率范圍內(nèi)保持平坦的傳輸特性，可有效降低記憶效應(yīng)。當(dāng)采用商用化PA測(cè)試板對(duì)MAX2009進(jìn)行測(cè)試時(shí)，很難對(duì)測(cè)試板上的偏置電路進(jìn)行改動(dòng)。這時(shí)可讓測(cè)試板工作于一個(gè)非優(yōu)化頻率，或嘗試優(yōu)化在放大器工作帶寬的其它頻率。如果對(duì)于不同頻率，IM邊帶形狀不同，則表明由于不合理的電路設(shè)計(jì)造成了記憶效應(yīng)；如果IM的改善程度隨不同頻率而變化，則表明匹配電路設(shè)計(jì)不理想，還有很大的改進(jìn)余地。

最后，驅(qū)動(dòng)末級(jí)放大器的驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗也會(huì)帶來(lái)一定影響。如果采用了商業(yè)化驅(qū)動(dòng)放大器的EV (評(píng)估)板，評(píng)估板一般針對(duì)50Ω負(fù)載進(jìn)行優(yōu)化，實(shí)現(xiàn)較高增益和效率。但其輸出阻抗在所要求的頻率下一般并非“真正”的50Ω。因此，最好利用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量實(shí)際的驅(qū)動(dòng)器輸出阻抗，采用并聯(lián)電容或電感重新匹配，將輸出阻抗的電抗分量?jī)?yōu)化至最小。某些情況下，此舉能夠提高預(yù)失真器的IM改善程度。雖然基于設(shè)計(jì)經(jīng)驗(yàn)，但該方法很有效。然而，多數(shù)情況下很難確定功放最后一級(jí)的輸入阻抗，因?yàn)閷?shí)際測(cè)量中網(wǎng)絡(luò)分析儀要求的輸入功率過(guò)高。

AB類(lèi)放大器的預(yù)失真

目前，大多數(shù)使用非恒包絡(luò)調(diào)制的應(yīng)用(例如：WCDMA)都采用AB類(lèi)放大器。因?yàn)檫@類(lèi)放大器的效率比A類(lèi)放大器高，并可滿(mǎn)足線性要求。

圖6、圖7和圖8所示為帶有LDMOS驅(qū)動(dòng)放大器的AB類(lèi)LDMOS PA的輸出頻譜，利用MAX2009模擬預(yù)失真降低ACPR以及IM3。


圖6. P_OUT = 19W (Motorola? MW41C2230和MRF21085)時(shí)的輸出頻譜

測(cè)量條件(測(cè)量配置如圖9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的雙載波WCDMA信號(hào)
PB_IN* = 1.46V
PF_S1/2* = 4.1V
PD_CS1* = 5V
PD_CS2* = 0V

*不同控制電壓的說(shuō)明請(qǐng)參考MAX2009/MAX2010數(shù)據(jù)資料。


圖7. P_OUT = 38W (Motorola MW41C2230和MRF5P21180)時(shí)的輸出頻譜

測(cè)量條件(測(cè)量配置如圖9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的雙載波WCDMA信號(hào)
PB_IN = 1.52V
PF_S1/2 = 4.9V
PD_CS1 = 0V
PD_CS2 = 0V


圖8. P_OUT = 19W (Motorola 21085)時(shí)的單載波輸出頻譜

測(cè)量條件(測(cè)量配置如圖9所示)：
使用3.84Mcps (3GPP)的單載波WCDMA信號(hào)
PB_IN = 1.6V
PF_S1/2 = 5.0V
PD_CS1 = 5V
PD_CS2 = 0V

圖9所示為實(shí)驗(yàn)中使用的典型測(cè)量配置。


圖9. 典型測(cè)量配置，請(qǐng)注意ACPR不包括MAX2009的失真，該失真可通過(guò)將PB_IN設(shè)置為5V使其最小。

如何正確調(diào)節(jié)MAX2009/MAX2010

本文介紹的調(diào)節(jié)MAX2009/MAX2010的方法并不是唯一可行的方式，但實(shí)踐證明該方法速度非常快，且能夠達(dá)到最佳結(jié)果。

第1步：將預(yù)失真器插入通道。相位部分，8dBm至12dBm平均輸入功率，峰均比達(dá)到10dB。僅連接相位部分，設(shè)置PB_IN = 5V，關(guān)閉相位擴(kuò)展。調(diào)節(jié)預(yù)失真器之后的增益/衰減，使PA具有正確的輸出功率。

第2步：測(cè)量注入主PA的ACPR。它應(yīng)該比預(yù)失真器預(yù)計(jì)達(dá)到的目標(biāo)ACPR至少高3dB。

第3步：在標(biāo)稱(chēng)斜率(PD_CS1 = 0V；PD_CS2 = 5V；PF_S1 = 5V)下，緩慢地向下調(diào)節(jié)PB_IN。將頻譜分析儀設(shè)置為快速掃描和低平均速率(均值 = 4)。降低PB_IN會(huì)加大預(yù)失真器產(chǎn)生的失真。調(diào)節(jié)PB_IN以獲得最優(yōu)性能。如果沒(méi)有看到性能改善，則將PB_IN維持在性能開(kāi)始劣化的位置。

如果沒(méi)有找到性能開(kāi)始劣化或改善的PB_IN，則說(shuō)明預(yù)失真器的平均輸入功率太低，預(yù)失真器不能產(chǎn)生足夠高的失真。如果PB_IN = 5V時(shí)ACPR下降，則說(shuō)明預(yù)失真器的平均輸入功率太高。

第4步：微調(diào)PF_S1和PB_IN以獲得最佳性能。PF_S1偏置變?nèi)?a target="_blank">二極管并可能超過(guò)5V。調(diào)節(jié)控制，使上邊帶和下邊帶獲得均等的IM3/ACPR性能。

如果在PF_S1 > 5V時(shí)獲得最佳性能，將PD_CS2改為0V，使最優(yōu)PF_S1電壓在5V范圍內(nèi)。

如果在PF_S1 < 0.5V時(shí)獲得最佳性能，將PD_CS1改為5V，使最優(yōu)PF_S1電壓大于0.5V。因?yàn)镽F信號(hào)會(huì)使變?nèi)荻O管導(dǎo)通，所以較低的PF_S1電壓不可取，會(huì)大幅降低性能。

第5步：調(diào)節(jié)PA的直流偏置電壓進(jìn)一步改善性能和效率。偏置電壓的改變會(huì)改變下邊帶/上邊帶功率之差和相位之差。這是獲得最佳性能的重要一步。

第6步：重復(fù)第4步和第5步，直到無(wú)法進(jìn)一步改善性能為止。

相位部分具有一些與輸入功率相關(guān)的寄生增益擴(kuò)展。這種寄生效應(yīng)可能有益，并且能夠提供更多改善。一旦找到了初始配置的最佳調(diào)節(jié)，則用不同的平均輸入功率進(jìn)行實(shí)驗(yàn)，查看是否可獲得進(jìn)一步的改善。但是，必須謹(jǐn)慎操作，確保平均輸入功率的改變不會(huì)降低所有前置驅(qū)動(dòng)產(chǎn)生的ACPR/IM3。

放大器的自熱會(huì)影響性能，須確保溫度穩(wěn)定后調(diào)節(jié)放大器。

如果沒(méi)有獲得改善或只是確認(rèn)預(yù)失真的結(jié)果，則應(yīng)測(cè)量放大器的壓縮效應(yīng)。由于連續(xù)兩個(gè)測(cè)量點(diǎn)之間增益掃描時(shí)間過(guò)長(zhǎng)，不能使用網(wǎng)絡(luò)分析儀進(jìn)行測(cè)量。對(duì)于如此緩慢的測(cè)量，放大器有足夠的時(shí)間適應(yīng)新的功率電平。實(shí)際上，由于調(diào)制包絡(luò)的原因，功率電平變化很快。若要描述實(shí)際工作條件下的放大器，必須通過(guò)使用激勵(lì)信號(hào)測(cè)量失真，該激勵(lì)信號(hào)呈現(xiàn)出與相應(yīng)的調(diào)制方案相同的峰均比和帶寬。Rohde & Schwarz3提供的AMPTUNE軟件工具包能夠?qū)?shí)際工作條件下PA的壓縮特性進(jìn)行測(cè)量。

圖10所示為180W LDMOS晶體管在采用MAX2009預(yù)失真器進(jìn)行預(yù)失真前后的AM-PM特性(38W輸出功率)。本例為WCDMA系統(tǒng)，利用一個(gè)峰均比為10dB的5MHz帶寬噪聲信號(hào)作為激勵(lì)。


圖10. 用AMPTUNE軟件3進(jìn)行相位壓縮測(cè)量

注意，該軟件程序顯示了壓縮曲線以及計(jì)算擴(kuò)展，這是對(duì)放大器進(jìn)行線性化所必需的。

MAX2009/MAX2010的其它應(yīng)用示例

MAX2009/MAX2010將相位和增益作為信號(hào)幅值的一個(gè)函數(shù)進(jìn)行擴(kuò)展，從而補(bǔ)償放大器的壓縮效應(yīng)。并非必須在系統(tǒng)的最終頻率處進(jìn)行優(yōu)化，也可以在IF級(jí)完成。這種方法將MAX2009/MAX2010的應(yīng)用范圍從0.1GHz擴(kuò)展至2.5GHz，適用于其它應(yīng)用，例如衛(wèi)星通信(圖11)。


圖11. 利用MAX2009/MAX2010在IF級(jí)進(jìn)行預(yù)失真