關(guān)鍵詞： 視頻處理 , 信號(hào)完整性

深亞微米工藝在IC設(shè)計(jì)中的使用使得芯片的集成規(guī)模更大、體積越來越小、引腳數(shù)越來越多；由于近年來IC工藝的發(fā)展，使得其速度越來越高。從而，使得信號(hào)完整性問題引起電子設(shè)計(jì)者廣泛關(guān)注。

在視頻處理系統(tǒng)中，多維并行輸入輸出信號(hào)的頻率一般都在百兆赫茲以上，而且對(duì)時(shí)序的要求也非常嚴(yán)格。本文以DSP圖像處理系統(tǒng)為背景，對(duì)信號(hào)完整性進(jìn)行準(zhǔn)確的理論分析，對(duì)信號(hào)完整性涉及的典型問題——不確定狀態(tài)、傳輸線效應(yīng)、反射、串?dāng)_、地彈等進(jìn)行深入研究，并且從實(shí)際系統(tǒng)入手，利用IS仿真軟件尋找有效的途徑，解決系統(tǒng)的信號(hào)完整性問題。

1 系統(tǒng)簡(jiǎn)介

為了提高算法效率，實(shí)時(shí)處理圖像信息，本圖像處理系統(tǒng)是基于DSP+FPGA結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)的。系統(tǒng)由SAA7111A視頻解碼器、TI公司的TMS320C6701 DSP、Altera公司的EPlK50QC208 FPGA、PCI9054 PCI接口控制器以及SBRAM、SDRAM、FIFO、FLASH等構(gòu)成。FPGA是整個(gè)系統(tǒng)的時(shí)序控制中心和數(shù)據(jù)交換的橋梁，而且能夠?qū)D像數(shù)據(jù)實(shí)現(xiàn)快速底層處理。DSP是整個(gè)系統(tǒng)實(shí)時(shí)處理高級(jí)算法的核心器件。系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。

在整個(gè)系統(tǒng)中，PCB電路板的面積僅為15cm×l5cm，系統(tǒng)時(shí)鐘頻率高達(dá)167MHz，時(shí)鐘沿時(shí)間為0．6ns。由于系統(tǒng)具有快斜率瞬變和極高的工作頻率以及很大的電路密度，使得如何處理高速信號(hào)問題成為一個(gè)制約設(shè)計(jì)成功的關(guān)鍵因素。

2 系統(tǒng)中信號(hào)完整性問題及解決方案

2．1 信號(hào)完整性問題產(chǎn)生機(jī)理

信號(hào)的完整性是指信號(hào)通過物理電路傳輸后，信號(hào)接收端看到的波形與信號(hào)發(fā)送端發(fā)送的波形在容許的誤差范圍內(nèi)保持一致，并且空間鄰近的傳輸信號(hào)間的相互影響也在容許的范圍之內(nèi)。因此，信號(hào)完整性分析的主要目標(biāo)是保證高速數(shù)字信號(hào)可靠的傳輸。實(shí)際信號(hào)總是存在電壓的波動(dòng)，如圖2所示。在A、B兩點(diǎn)由于過沖和振鈴的存在使信號(hào)振幅落入陰影部分的不確定區(qū)，可能會(huì)導(dǎo)致錯(cuò)誤的邏輯電平發(fā)生?？偩€信號(hào)傳輸?shù)那闆r更加復(fù)雜，任何一個(gè)信號(hào)發(fā)生相位上的超前或滯后都可能使總線上數(shù)據(jù)出錯(cuò)，如圖3所示。圖中，CLK為時(shí)鐘信號(hào)，D0、D1、D2、D3是數(shù)據(jù)總線上的信號(hào)，系統(tǒng)允許信號(hào)最大的建立時(shí)間為△t。在正常情況下，D0、D1、D2、D3信號(hào)建立時(shí)間△t1＜△t，在△t時(shí)刻之后數(shù)據(jù)總線的數(shù)據(jù)已穩(wěn)定，系統(tǒng)可以從總線上采樣到正確的數(shù)據(jù)，如圖3(a) 所示。相反，當(dāng)信號(hào)D1、D2、D3受過沖和振鈴等信號(hào)完整問題干擾時(shí)，總線信號(hào)就發(fā)生了相位偏移和失真現(xiàn)象，使D0、D1、D2、D3信號(hào)建立時(shí)間 △t2＞△t，系統(tǒng)在△t時(shí)刻將從總線上得到錯(cuò)誤數(shù)據(jù)信息，產(chǎn)生錯(cuò)誤的控制信號(hào)，擾亂了正常工作，使信號(hào)完整性問題更加復(fù)雜，如圖3(b)所示。

2．2 信號(hào)的反射

信號(hào)的反射就是指在傳輸線端點(diǎn)上有回波。當(dāng)傳輸線上的阻抗不連續(xù)時(shí)，就會(huì)導(dǎo)致信號(hào)反射的發(fā)生。在這里，以圖4所示的理想傳輸線模型來分析與信號(hào)反射有關(guān)的重要參數(shù)。圖中，理想傳輸線L被內(nèi)阻為Ro的數(shù)字信號(hào)驅(qū)動(dòng)源Vs驅(qū)動(dòng)，傳輸線的特性阻抗為Zo，負(fù)載阻抗為RL。在臨界阻抗情況下，Ro＝Zo=RL，傳輸線的阻抗是連續(xù)的，不會(huì)發(fā)生任何反射。在實(shí)際系統(tǒng)中由于臨界阻尼情況很難滿足，所以最可靠的適用方式是輕微的過阻尼，因?yàn)檫@種情況沒有能量反射回源端。

負(fù)載端阻抗與傳輸線阻抗不匹配會(huì)在負(fù)載端(B點(diǎn))反射一部分信號(hào)回源端(A點(diǎn))，反射電壓信號(hào)的幅值由負(fù)載反射系數(shù)幾決定，可由下式求出：

PL=(RL-Z0)/(RL+Z0) (1)

式中，PL稱為負(fù)載電壓反射系數(shù)，它實(shí)際上是反射電壓與入射電壓之比。由式(1)可知—1≤PL≤+1，當(dāng)RL=Zo時(shí)，PL＝0，不會(huì)發(fā)生反射?？梢姡灰鶕?jù)傳輸線的特性阻抗進(jìn)行終端匹配，就能消除反射。從原理上說，反射波的幅度可以大到入射電壓的幅度，極性可正可負(fù)。當(dāng)RLZo時(shí)，PL＞0，處于欠阻尼狀態(tài)，反射波極性為正。當(dāng)從負(fù)載端反射回的電壓到達(dá)源端時(shí)，又將再次反射回負(fù)載端，形成二次反射波，此時(shí)反射電壓的幅值由源反射系數(shù)PS決定，可由下式求出：

Ps=(R0-Zo)/(R0+Z0) (2)

在高速數(shù)字系統(tǒng)中，傳輸線的長(zhǎng)度符合下式時(shí)應(yīng)使用端接技術(shù)：

L＞tr/(2tpdl) (3)

式中，L為傳輸線線長(zhǎng)，tr為源端信號(hào)的上升時(shí)間，tpdL為傳輸線上每單位長(zhǎng)度的帶載傳輸延遲。即當(dāng)tr小于2TD(TD為傳輸延時(shí))時(shí)，源端完整的電平轉(zhuǎn)移將發(fā)生在從傳輸線的接收端反射回源端的反射波到達(dá)源端之前，這需要使用端接匹配技術(shù)，否則會(huì)在傳輸線上引起振鈴。

結(jié)合圖1設(shè)計(jì)本系統(tǒng)時(shí)，采用MentorGraphics公司的信號(hào)完整性分析工具InterconnectSynthesis(IS)，信號(hào)驅(qū)動(dòng)器和接收器均使用TTL_S工藝器件的IBIS模型進(jìn)行電路仿真，選擇出正確的布線策略和端接方式。

DSP與SBSRAM接口的時(shí)鐘高達(dá)167MHz，時(shí)鐘傳輸和延時(shí)極小，很容易在信號(hào)線出現(xiàn)反射現(xiàn)象。根據(jù)公式(2)，要消除源端的反射波必須在源端進(jìn)行阻抗匹配，使反射系數(shù)PS為0。用 interconnectSynthsis仿真測(cè)試可得此時(shí)鐘線的傳輸阻抗Zo=47Ω。因此，在DSP的SDCLK時(shí)鐘的輸出端應(yīng)采用串聯(lián)匹配法 ，串入47Ω的電阻進(jìn)行源端匹配消除源端的信號(hào)反射現(xiàn)象。對(duì)于負(fù)載端的反射，根據(jù)公式(1)，要使PL＝0，必須保證負(fù)載阻抗RL＝Zo。因此，在 SBSRAM的時(shí)鐘輸入端口應(yīng)采用戴維南終端匹配法，并聯(lián)兩個(gè)電阻R1和R2且R1＝R2=94Ω(R1//R2＝Zo)實(shí)現(xiàn)終端匹配，其端接前后InterconnectSynthesis仿真的波形如圖5所示。端接后信號(hào)線的反射噪聲明顯減小，滿足了系統(tǒng)對(duì)時(shí)鐘信號(hào)完整性的要求。

2．3 信號(hào)的串?dāng)_

串?dāng)_是指當(dāng)信號(hào)在傳輸線上傳播時(shí)，因電磁耦合對(duì)相鄰傳輸線產(chǎn)生不期望的電壓或電流噪聲干擾。隨著電子產(chǎn)品的小型化，PCB板線間距減小，串?dāng)_問題更加嚴(yán)重。

對(duì)于高速電路來說，一般都采用平板電源地層，兩導(dǎo)體間的串?dāng)_取決于它們的耦合電感和耦合電容。在數(shù)字電路設(shè)計(jì)中，通常感性串?dāng)_要比容性串?dāng)_大，所以應(yīng)重點(diǎn)考慮導(dǎo)線間的互感問題。兩導(dǎo)體間的感性串?dāng)_系數(shù)計(jì)算可以通過下式得出：

Crosstalk＝k/{1+(D/H)2} (4)

式中，常數(shù)k取決于信號(hào)的建立時(shí)間和信號(hào)線的干擾長(zhǎng)度(平行長(zhǎng)度)；H為信號(hào)線到平板地層的距離；D為兩干擾線的中心的距離。由(4)式可知，串?dāng)_大小與線間距(D)成反比，與線平行長(zhǎng)度(K)成正比，與信號(hào)線距地層的距離(H)成正比。針對(duì)這些串?dāng)_的特性，結(jié)合圖1設(shè)計(jì)本系統(tǒng)時(shí)，主要用以下幾種方法減少串?dāng)_：(1)加大線的間距，盡可能減少DSP與SBSRAM、SDRAM以及FPGA之間高速信號(hào)線的平行長(zhǎng)度，必要時(shí)采用jog方式走線；(2)高速信號(hào)線在滿足條件的情況下，加入端接匹配減少或消除反射，從而減小串?dāng)_；(3)將信號(hào)層的走線高度限制在高于地平面10mil左右，可以顯著減少串?dāng)_； (4)用InterconnectSynthsis進(jìn)行仿真時(shí)，在串?dāng)_嚴(yán)重的兩條線之間插入一條地線，可以起到隔離作用，從而減少串?dāng)_。

2．4 地彈噪聲

隨著數(shù)字設(shè)備的速度變快，它們的輸出開關(guān)時(shí)間越來越少。當(dāng)大量的開關(guān)電路同時(shí)由邏輯高變?yōu)檫壿嫷蜁r(shí)，由于地線通過電流的能力不夠，電流涌動(dòng)就會(huì)引起地參考電壓發(fā)生波動(dòng)，稱之為地彈。

在地彈現(xiàn)象的分析中，對(duì)驅(qū)動(dòng)設(shè)備來說，外部設(shè)備都被看作容性負(fù)載即(Cl～Cn)。這些容性負(fù)載儲(chǔ)存的電荷量Q可由下式?jīng)Q定：

Q＝V×C

上式中，V是電容器兩端上的電壓，C是容性負(fù)載的電容。

一個(gè)設(shè)備外界和地線通路都有內(nèi)在的電感L。在大量數(shù)字邏輯輸出由高電壓變?yōu)榈碗妷旱倪^程中，儲(chǔ)存在負(fù)載電容的電荷會(huì)涌向設(shè)備地，這個(gè)電流浪涌會(huì)通過電感L產(chǎn)生電壓V GND，其大小可用下式得出：

VGND=L×(di/dt)

由于系統(tǒng)地和設(shè)備地之間的電壓VGND的存在，對(duì)于各邏輯器件來說，其有效輸入電壓值為：VACTIVE＝VIN—VGND。如果地彈產(chǎn)生的電壓值VGND過大，就會(huì)導(dǎo)致各器件對(duì)輸入電壓判斷的錯(cuò)誤，擾亂整個(gè)系統(tǒng)的正常工作。

結(jié)合圖1設(shè)計(jì)本系統(tǒng)時(shí)，由于FPGA控制邏輯部分存在大量快速開關(guān)輸出電路，當(dāng)這些開關(guān)電路同時(shí)發(fā)生邏輯變化時(shí)，產(chǎn)生的開關(guān)電流會(huì)涌入地平面回路，破壞地平面的參考電壓，引入地彈噪聲。對(duì)于地彈噪聲的干擾，通過下面幾種方法可減小地彈對(duì)電路的影響：(1)增加VCC／GND間的去耦電容個(gè)數(shù)，并盡可能使其與Vcc／GND對(duì)數(shù)相等；(2)降低器件的輸出容性負(fù)載，減少負(fù)載器件個(gè)數(shù)；用SN74LVTH62245驅(qū)動(dòng)器實(shí)現(xiàn)FPGA同步輸出引腳與DSP數(shù)據(jù)線的隔離；用SN74LBI6244構(gòu)成地址隔離，降低同步噪聲對(duì)DSP高速電路的干擾；(3)在電源輸入端跨接10～100μF的電解電容，在每個(gè)集成電路芯片都布置一個(gè)O．1μF的瓷片電容，濾掉電源和地的噪聲信號(hào)；(4)對(duì)于抗噪能力弱、關(guān)斷時(shí)電源變化大的SBSRAM、SDRAM存儲(chǔ)器件，在芯片的電源線和地線之間接入0．1μF的退耦電容。在采取地彈噪聲處理后利用頻譜分析儀測(cè)得系統(tǒng)的騷擾頻譜，可以發(fā)現(xiàn)頻譜已經(jīng)變得很平坦，騷擾電平已降到系統(tǒng)容許的范圍以內(nèi)，達(dá)到了系統(tǒng)對(duì)地參考電壓的要求。

在高速電路設(shè)計(jì)中，信號(hào)完整性問題是一個(gè)復(fù)雜的問題，往往有許多難以預(yù)料的因素影響整個(gè)系統(tǒng)的性能。因此信號(hào)完整性分析在高速電路設(shè)計(jì)中的作用舉足輕重，只有解決好高速設(shè)計(jì)中的信號(hào)完整性問題，高速系統(tǒng)才能準(zhǔn)確、穩(wěn)定地工作。