基本概念

建立時間和保持時間是FPGA時序約束中兩個最基本的概念，同樣在芯片電路時序分析中也存在。

電路中的建立時間和保持時間其實跟生活中的紅綠燈很像，建立時間是指在綠燈(clk的上升沿)亮起之前行人或者車輛(data數(shù)據(jù))在路口提前等待的時間(只允許綠燈亮起的一剎那在路口的車輛才允許通行)，而保持時間，則是綠燈亮起后必須保持的時間，這樣行人或者數(shù)據(jù)才能夠通過這個十字路口，否則hold時間就不滿足。

同時，紅綠燈默認(rèn)都是周期性的(clk也是周期性的)，車輛不允許在兩個相鄰的紅綠燈之間通過的時間超過一個clk的周期(組合邏輯時延不能過大)。

建立時間(Tsu) ：是指在時鐘沿到來之前數(shù)據(jù)從不穩(wěn)定到穩(wěn)定所需的時間，如果建立的時間不滿足要求，在時鐘上升沿，寄存器將不能正確采到數(shù)據(jù)值。如下圖(左)所示：

保持時間(Th) ：是指在時鐘上升沿后數(shù)據(jù)保持穩(wěn)定的時間，如果保持時間不滿足要求那么數(shù)據(jù)同樣也不能被正確采集到。保持時間示意圖如下圖(右)所示：

如圖1.3，這是一個FPGA輸入數(shù)據(jù)的模型，輸入端口到第一個寄存器之間的路徑需要進(jìn)行時序約束。

一般我們需要告知FPGA輸入輸出接口的最大最小延遲，使EDA工具在進(jìn)行布局布線時能夠盡可能的優(yōu)化輸入端口到第一級寄存器之間的延遲，使FPGA中時鐘的上升沿能夠正確采集到輸入的數(shù)據(jù)。

在sdc約束中，輸入延時是從上游器件發(fā)出數(shù)據(jù)到FPGA輸入端口的延時時間。如圖,1.4所示，輸入接口時序清楚反應(yīng)了FPGA在接收數(shù)據(jù)時應(yīng)滿足的建立和保持時間要求。

說明：

OSC ：系統(tǒng)時鐘

ASSP.CLk ：外部器件寄存器的時鐘

ASSP.Q ：外部器件數(shù)據(jù)輸出

FPGA.D ：FPGA數(shù)據(jù)輸入

FPGA.CLK ：FPGA內(nèi)部寄存器的時鐘

Tclk1 ：系統(tǒng)時鐘到外部器件之間的延時

Tclk2 ：系統(tǒng)時鐘到FPGA之間的延時

Tco ：數(shù)據(jù)經(jīng)過外部器件寄存器輸出后相對于ASSP.CLK的偏移

Tpcb ：數(shù)據(jù)在pcb電路板上的延時

FTsu ：FPGA上寄存器的建立時間要求

FTh ：FPGA上寄存器的保持時間要求

setup slack ：建立時間余量，必須大于等于0才能滿足建立時間的時序要求

hold slack ：保持時間余量，必須大于等于0才能滿足保持時間的時序要求

T: 系統(tǒng)時鐘頻率

c. 輸出延時即為FPGA輸出數(shù)據(jù)后到達(dá)外部器件的延時時間。如1.7所示，為FPGA和外部器件接口時序圖。

系統(tǒng)同步和源同步接口

系統(tǒng)同步中數(shù)據(jù)發(fā)送器和數(shù)據(jù)接收器在同一時鐘源下同步工作，發(fā)送器和接收器之間只傳遞數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)的時序關(guān)系以系統(tǒng)時鐘作為參考。

所謂源同步接口是指發(fā)送器和接收器之間傳送數(shù)據(jù)時同時傳一個和數(shù)據(jù)保持特定相位關(guān)系的時鐘，接收器就可以根據(jù)這個時鐘的相位來準(zhǔn)確采集相應(yīng)的數(shù)據(jù)。如圖所示，分別是系統(tǒng)同步和源同步接口示例圖。

在系統(tǒng)同步接口中，系統(tǒng)時鐘到發(fā)送器和接收器之間的時延很難確定，所以接收器比較難確定時鐘和數(shù)據(jù)之間的相位關(guān)系，采集到的數(shù)據(jù)很難保證正確。

所以系統(tǒng)時鐘只適用于低速時鐘低速數(shù)據(jù)的收發(fā)。而源同步接口的好處就在于可以以較高的頻率高速收發(fā)數(shù)據(jù)，數(shù)據(jù)和時鐘由發(fā)送器同步給出，在電路板上數(shù)據(jù)和時鐘布線等長，時延相等，接收器接收到的數(shù)據(jù)和時鐘的相位關(guān)系基本保持不變。

所以對于源同步接口的時序約束也較為簡單，我們只需要告訴FPGA上游芯片發(fā)送端口數(shù)據(jù)和時鐘的相對關(guān)系，F(xiàn)PGA布局布線時就會調(diào)整時鐘和數(shù)據(jù)的布線長度，使接收數(shù)據(jù)時滿足時序要求。

GMII的數(shù)據(jù)收發(fā)就是一個典型的源同步接口。MAC接收數(shù)據(jù)的時鐘Rx_clk和數(shù)據(jù)Rxd由上游PHY同步給出;MAC發(fā)送數(shù)據(jù)時發(fā)送時鐘Gtx_clk和數(shù)據(jù)Txd也是同步給到PHY，所以我們對于GMII接口的時序約束就可以按照源同步接口的方法。

SOC系統(tǒng)的時序接口及約束

若系統(tǒng)外部PHY芯片的型號是RTL8211EG，其芯片手冊中給出了PHY接口處的時序，如圖所示：

RTL8211EG芯片GMII接口時序關(guān)系

對于輸入時鐘的約束

時鐘輸入接口約束

GMII接口的Rx_clk時鐘是125MHZ，頻率較高。這時由外部器件進(jìn)入FPGA內(nèi)部的時鐘可能不穩(wěn)定，采集Rxd數(shù)據(jù)時會有影響，這時我們應(yīng)先對輸入的時鐘進(jìn)行約束。

如果不加PLL，即直接時鐘模式，一般不改變時鐘特性直接進(jìn)行數(shù)據(jù)采集，這通常適用于低速輸入且中心對齊的單速率源同步接口;如果在輸入端加一個PLL，即采用PLL時鐘模式，PLL可對時鐘與數(shù)據(jù)的關(guān)系進(jìn)行精確調(diào)整，適用于高速輸入的中心對齊和邊沿對齊的源同步接口。因此，使用PLL時鐘對調(diào)整FPGA的接口時序有很大幫助。

由圖1.4中輸入時序接口可以看出Tco即為時鐘上升沿與數(shù)據(jù)的偏移，則RTL8211EG中MAC接收端口Tco(max) =T-tR/2-tGSUT=8-0.5-2.5=5ns，最小Tco(min)=tGHTT+ tR/2=1ns，

故相對于Rx_clk的輸入最大最小延時

input delay max = Tco(max) =5ns

input delay min = Tco(min) =1ns

以上的約束的輸入延時是相對于輸入時鐘Rx_clk的約束，在sdc約束中我們還可以設(shè)置一個虛擬時鐘(可以假設(shè)是上游器件寄存器的驅(qū)動時鐘，用于計算源器件的啟動沿)，源同步接口輸入數(shù)據(jù)以這個虛擬時鐘為參考輸入FPGA，所以當(dāng)我們聲明輸入延時時就可以以這個虛擬時鐘作為啟動時鐘。使用虛擬時鐘約束輸入延時的好處是可以是約束更加方便、更加精確。

輸入約束的時延值可以理解為有效數(shù)據(jù)沿相對于時鐘的偏移，如果時延值為正說明數(shù)據(jù)相對于時鐘向后偏移，時延為負(fù)說明數(shù)據(jù)相對于時鐘向前偏移。根據(jù)上面描述輸入數(shù)據(jù)相對于輸入時鐘Rx_clk的最大最小延時分別為1ns和5ns，下面我們計算輸入數(shù)據(jù)相對于虛擬時鐘vir_clk的延時值。

取Rx_clk的上升下降時間分別為0、4ns(周期8ns)，取數(shù)據(jù)時延Tco的平均值3ns為vir_clk相對于Rx_clk的偏移，即vir_clk的上升下降時間分別為3、7ns。

根據(jù)下圖所示，當(dāng)Tco取1ns時，Rxd有效時相對于Rx_clk上升沿偏移1ns，相對于vir_clk上升沿偏移-2ns;當(dāng)Tco取5ns時，Rxd有效時相對于Rx_clk上升沿偏移5ns，相對于vir_clk偏移2ns。

Tco取最小值時Rxd相對于vir_clk關(guān)系圖

Tco取最大值時Rxd相對于vir_clk關(guān)系圖

根據(jù)上述描述，我們以虛擬時鐘vir_clk為參考時鐘，約束如下：

sdc中的輸入延時約束

當(dāng)然，我們也可以用Rx_clk作為參考來約束輸入延時，但是quartus在布局布線時，以輸入時鐘為參考的約束不夠精確，有時仍會出現(xiàn)時序錯誤。

對于GMII發(fā)送數(shù)據(jù)約束時，由于發(fā)送時鐘和發(fā)送數(shù)據(jù)布線時延可忽略，故FPGA發(fā)送端口和PHY接收端口數(shù)據(jù)時鐘相位關(guān)系相似。結(jié)合圖1.4中發(fā)送接口時序和RTL8211EG的圖表可以看出：

FTco(max)+tGSUR+tR/2=Tclk，F(xiàn)Tco(min)=tGHTR+ tR/2

故有

output delay max=Tclk- FTco(max)=tGSUR+tR/2=2.5ns

output delay min=- FTco(min)= -(tGHTR+tR/2)=-0.5ns

SDR接口輸出約束含義

所以，在sdc中我們?nèi)缦录s束輸出接口：

在上面的輸出約束中，我們可以理解為：

根據(jù)outputdelay中max/-min的定義，源同步接口中輸出最大最小延時為輸出時鐘上升沿到達(dá)之前最大與最小的數(shù)據(jù)有效窗口。如圖所示，用于建立時間分析的set output delay –max的值為正數(shù)2.5ns，表示數(shù)據(jù)窗口在Gtx_clk上升沿之前2.5ns時間內(nèi)有效，

而用于保持時間分析的 -min之后跟著負(fù)數(shù)-0.5ns，表示數(shù)據(jù)在Gtx_clk上升沿之后0.5ns內(nèi)有效，即相對于Gtx_clk輸出數(shù)據(jù)有效窗口為-0.5ns到2.5ns，這個范圍大于等于PHY芯片手冊中給出的Txd相對于Gtx_clk的窗口范圍時，才能滿足PHY芯片采集Txd時的時序要求。

Quartus的邏輯分區(qū)約束

既然是FPGA和外部接口的時序問題，也就是輸入輸出的寄存Rxd/Txd的寄存器到外部器件寄存器的時序問題。

GMII接收數(shù)據(jù)路徑分析

Tpcb是外部PCB板上數(shù)據(jù)的延時，Tdata_i是數(shù)據(jù)的輸入延時，Gmii_rx_interface相當(dāng)于Rxd進(jìn)入FPGA后的第一個寄存器模塊(可以專門寫一個接口模塊，將Rxd數(shù)據(jù)打一拍，用于接收數(shù)據(jù))。

如果Gmii_rx_interface距離接口Rxd較遠(yuǎn)，Tdata_i的路徑較長，布局布線時Rxd的八根線時延相差可能就比較大，所以我們應(yīng)讓這個模塊放在距離Rxd接口較近的地方。

Quartus軟件中有一個LogicLock(物理分區(qū))功能，把Gmii_rx_interface模塊建立成一個LogicLock分區(qū)但并不對分區(qū)位置和大小進(jìn)行固定，然后重新編譯工程。

布局布線后就可以在chipplaner工具中看到這個分區(qū)的位置，如下圖所示(放大可以看清)，Gmii_rx_interface模塊距離Rxd接口位置很遠(yuǎn)，布局布線時，輸入信號要繞很長一段距離才會到達(dá)輸入的寄存器，資源占用很多時，Rxd的8根數(shù)據(jù)線長度不一，很容易造成時序問題。

未固定分區(qū)位置時布局布線結(jié)果

把Gmii_rx_interface模塊分區(qū)移動到Rxd接口附近進(jìn)行固定然后重新編譯工程，布局布線后該邏輯分區(qū)就會在Rxd接口附近，從而保證輸入數(shù)據(jù)接口進(jìn)入FPGA的第一個寄存器的時延在一定范圍內(nèi)，保證時序要求。

采用LogicLock后，GMII寄存器接口位置

內(nèi)部寄存器到寄存器時序問題

寄存器到寄存器之間建立和保持時間時序要求

在FPGA的設(shè)計中除了應(yīng)該考慮到輸入輸出接口的時序，還應(yīng)該考慮到內(nèi)部寄存器到寄存器的時序問題。內(nèi)部寄存器之間同樣要滿足建立和保持時間要求，如上圖所示

其中Tdata為組合邏輯在電路中的延時。

建立時間余量=T+Tclk2-Tclk1-Tco-Tdata-Tsu>=0

保持時間余量=Tclk1+Tco+Tdata-Tclk2-Th>=0

通常在FPGA中忽略時鐘的skew(偏移)，即有Tclk2-Tclk1=0

則

建立時間余量=T-Tco-Tdata-Tsu>=0

保持時間余量=Tco+Tdata -Th>=0

為了使FPGA設(shè)計的電路正常，就必須滿足以上的建立和保持時間要求，根據(jù)建立時間余量公式可知

T>=Tco+Tdata+Tsu

F=1/T

在FPGA中Tco、Tsu等的數(shù)值由所使用FPGA的特性決定，所以時序電路之間的組合電路延時決定了整個電路的速度，即決定了整個電路的最大工作時鐘頻率。

若FPGA工作頻率為130MHZ，如果在做設(shè)計時，組合邏輯的過于復(fù)雜，寄存器到寄存器之間的延時Tdata過大，如果系統(tǒng)仍工作在130MHZ的頻率下就有可能出現(xiàn)時序問題。所以在設(shè)計時我們應(yīng)盡可能減小組合邏輯的復(fù)雜度，以提高工作頻率。下面討論提高系統(tǒng)工作頻率的方法。

a. 通過減小Tdata值來提高頻率

在quartus的sdc約束中有關(guān)于寄存器到寄存器之間組合邏輯時延的約束，通過設(shè)置從REG1到REG2之間組合邏輯延時的最大最小值，來約束FPGA的布局布線，從而來提高系統(tǒng)的工作頻率。

但這種方法通常只能提高5%左右的工作頻率，不能過多的限制組合邏輯的時延，否則不利于EDA工具的布局布線。

b. 采用流水線設(shè)計來提高頻率

流水線分割組合邏輯

通過約束減小組合邏輯延時的方法并不能夠十分有效的提高系統(tǒng)的工作頻率，所以在設(shè)計時我們應(yīng)盡量減少大規(guī)模組合邏輯的使用。

如圖所示，采用流水線的設(shè)計思想，將兩個寄存器之間的組合邏輯拆分成兩級組合邏輯，從而減小組合邏輯的復(fù)雜度。采用流水線技術(shù)可以很好地提高系統(tǒng)運行時鐘的工作頻率。

假設(shè)原來路徑延時為t，加入兩級流水線并且假設(shè)路徑切割均勻，則路徑延時減少到約t/3，從而系統(tǒng)的工作頻率提高到原來3倍左右。

如上圖所示，在我們做FPGA設(shè)計過程中，原來的judge_result是一個很大的組合邏輯，信號產(chǎn)生的路徑時延很大，很難滿足時序要求，在FPGA編譯完做驗證時，出現(xiàn)if條件不正確的情況，狀態(tài)機不能正確跳轉(zhuǎn)。

修改：將if中復(fù)雜的組合邏輯信號在時鐘的上升沿，賦值給中間變量寄存器judge_result和judge_result_en，這樣在做if判斷時就不用判斷原來的復(fù)雜組合邏輯值，只需判斷judge_result和judge_result_en的值。即采用流水線分割的方法把原來十分復(fù)雜的組合邏輯分成兩部分，這樣FPGA在編譯后就不會出現(xiàn)時序錯誤的情況。

實例：使用vivado進(jìn)行簡單的時鐘約束

之所以要進(jìn)行時鐘約束是因為：當(dāng)時鐘進(jìn)入了FPGA器件，通過時鐘樹傳遞時，時鐘邊沿會有延時，通常稱作時鐘網(wǎng)絡(luò)延遲;噪聲或硬件表現(xiàn)會導(dǎo)致時鐘隨時可能發(fā)生變化，通常稱作時鐘不確定性，包括時鐘抖動、相位錯位等等。

增加時鐘約束可以一定程度上減少時鐘延時帶來的問題，比如大位寬數(shù)據(jù)(128位)從ram中讀出時由于路徑延時導(dǎo)致數(shù)據(jù)錯誤的問題。

這里介紹一下簡單進(jìn)行時鐘約束的辦法(以vivado2018.2為例)：

第一步：對工程進(jìn)行綜合，綜合之后點擊“Edit Timing Constraints”

第二步，打開之后看到如下界面：

第三步，雙擊create clock,打開如下界面：

第四步，一般會點擊sourcesobjects 旁邊的這個按鈕來選擇你要約束的時鐘：

點擊之后彈出如下界面：

第五步，輸入你要約束的時鐘，然后進(jìn)行查找，找到之后按照如下添加到右側(cè)框內(nèi)，然后點擊set：

第六步，然后set之后會返回到這個界面，你需要在這個界面輸入時鐘名，不然會生成一個虛擬時鐘：

第七步，然后到這個界面，按照圖片進(jìn)行操作：

一般來說要點擊add clock，然后按crtl+s保存你設(shè)置的時鐘約束，之后再點擊apply(或者直接點擊apply)。

然后你打開你的xdc文件,會發(fā)現(xiàn)已經(jīng)有了這么一個約束了，然后再重新綜合和實現(xiàn)就好了。

create_clock -period 8.000-name clkb -waveform {0.000 4.000} -add [get_nets{u_TTE_switch_top/U_ET_switch_plane_top/U_fp_and_sch_0/u_schedule_top/u_bus_ram/clkau_TTE_switch_top/U_ET_switch_plane_top/U_fp_and_sch_0/u_schedule_top/u_bus_ram/clkb}]

create_clock -period 8.000-name clk_gtx_125m -waveform {0.000 4.000} -add [get_netsinst_sgmii_if/clk_gtx_125m]

全文完。

來源：本文轉(zhuǎn)載自網(wǎng)絡(luò)交換FPGA公眾號