1、SiC-MOSFET模塊

　　如今，對高效的功率能量轉換的需求催生了全SiC-MOSFET模塊，它由并聯(lián)的SiC-MOSFET和SiC二極管芯片組成。在參考文獻［1， 2， 3， 4］中，專門介紹了Mitsubishi Electric的1200V/800A全SiC-MOSFET模塊FMF800DX-24A，該模塊適合幾百kW級別的大功率應用。有了這款功率模塊，設計者將能夠實現(xiàn)100 kHz的高開關頻率應用，同時實現(xiàn)高效率或高功率密度。

　　相較于Si-IGBT，當今的SiC-MOSFET只能提供數微秒的短路耐受能力。因此，F(xiàn)MF800DX-24A提供了檢測輸出功能，該功能可提供實際漏極電流的信息并可用于可調整的過流或短路檢測。借助此功能，通過大幅降低開關功耗（如下所示），可安全關斷較大的過流或短路。

　　FMF800DX-24A的MOSFET部分包含八個并聯(lián)的100A芯片，它們能夠耐受tSC = 2 μs的最大短路時間（參見數據手冊）。對于門極驅動器設計來說，在如此有限的時間內安全關斷短路可能比較困難，除非在正常開關操作期間就保持極高的短路檢測敏感度，但這樣很容易造成短路保護誤觸發(fā)。正是在這種需求的驅動下，一種先進的過流及短路檢測方法應運而生。

　　FMF800DX-24A提供了一個獨立的源極區(qū)域，其作用就像主源極端子的電流鏡像，并且可提供檢測電流iSense，該電流與漏極電流iD成正比。圖1所示為等效電路。檢測輸出功能的特征可從［4］獲取。該檢測電流可通過分流電阻RS轉化為電壓信號，該信號再重新轉化為實際電流值的信息。這可以用來實現(xiàn)過流或短路檢測。

　　FMF800DX-24A的門極可以使用+15V/-10V控制，這是控制IGBT的常用電壓水平。

　　【圖1：檢測輸出】

　　2、FMF800DX-24A的門極驅動器

　　圖2（b）中所示的驅動器的電路中除了提供常見的柵源極電壓、有源鉗位電路和dv/dt反饋（參見［5， 6］）外，還可以提供一個電路用于評估SiC-模塊的Sense和S端子之間的檢測輸出（參見圖1）。因此，驅動器能夠測量出漏極電流的實際值，從而關斷過流。過流限值可通過選取適當的檢測電阻RS值來設定。這樣功率模塊與驅動器就實現(xiàn)了有效結合，過流和過壓等風險幾乎無法對其造成損壞。

　　【圖2：安裝了驅動器的SiC模塊】

　　FMF800DX-24A的等效電路以及測試下管的裝置的相關參數如圖2（a）所示。控制電路將PWM電壓信號轉換為驅動器光纖接口的光纖信號。另一方面，狀態(tài)反饋光纖信號被轉換為電氣信號SO。驅動器電路的主要功能如圖3所示。在此電路中，過壓檢測通過一串TVS二極管來實現(xiàn)。當關斷瞬間的漏-源極電壓高于約900V的靜態(tài)值時，過壓檢測將信號饋入門極，同時還會反饋給2SC0435門極驅動核的ACL管腳。關斷時得到的漏-源極電壓的動態(tài)峰值始終稍微大一點，這是因為TVS串需要一定的響應時間。電路中有一個串聯(lián)的電容鏈，用于提供從漏極到門極的dv/dt反饋。在下面的測量中，dv/dt反饋功能并未使用，但當過壓檢測的響應速度不夠快時，這種方法很有用，可以降低最大漏-源極斜率。由于dv/dt反饋會產生額外的功耗，因此只在有需要時才用。

　　【圖3：PI驅動核驅動下管的等效電路】

　　推薦的過流保護做法是，測量分流電阻RS的電壓并將其與恒定參考值進行比較。如果實際值高于參考值，F(xiàn)MF800DX-24A門極與源極之間的MOSFET

　　T1將會在一個較大的門極電阻下導通，這會使MOSFET T1的導通電阻保持在相對較高的水平。因此，SiC-MOSFET門極即可實現(xiàn)緩慢放電或軟關斷（SSD）。由此，漏極電流斜率得以減小，進而降低了在過流或短路關斷時的過壓峰值。為了避免T1出現(xiàn)導通/關斷振蕩，此外還會鎖定比較器的輸出信號。主功率電路中始終存在的噪聲由分流電阻RS旁邊的低通濾波器進行濾除。通過此電路，可實現(xiàn)可調整的過流保護。

　　3、測量

　　3.1. 測試設置

　　為了驗證門極驅動器與FMF800DX-24A組合使用時的開關行為，在降壓變換器拓撲中對下管MOSFET進行雙脈沖測試，如圖4（b）所示。半橋的上管開關保持持續(xù)關斷，內置的二極管為負載電感（LLoad≈ 30 μH）提供續(xù)流路徑。為了優(yōu)化換流回路的雜散電感值，在盡量靠近SiC模塊的DC+與DC-之間安裝外置的吸收電容。圖2（a）中所示的測量信號分別采用差分探頭和電流探頭進行測量。

　　【圖4：測量開關瞬態(tài)的裝置 】

　　對于此半橋結構，F(xiàn)MF800DX-24A的漏極電流iD測量不到，而是測量源極電流iS=

　　iS1 + iS2。圖4（a）所示為測試裝置及相關測試裝備的照片。

　　3.2. 不帶SSD功能的開關行為

　　FMF800DX-24A與推薦的門極驅動器的開關行為如圖5所示，其中圖5（a）顯示了VDC =800V、ID =1200A時的開通瞬間，開通電阻值RG，ON = 2.5Ω。此時，SiC-二極管的極快速恢復性能非常明顯。圖5（b）中VDC =800V、ID =1850A時的關斷瞬間顯示了有源鉗位電路的功能，該電路即使對SiC-MOSFET也能有效工作。漏-源極電壓限定在約1000V。在時間間隔t = 0.7 μs

　　 0.8 μs中，驅動器使SiC-門極處于有源區(qū)，因此會減小漏極電流斜率。如果需要將漏-源極電壓限制的更低，可以激活板上提供的dv/dt反饋，同時應考慮到這會產生更高的關斷和開通開關損耗。

　　3.3. 軟關斷（SSD）

　　激活SSD功能有可能減小FMF800DX-24A可開關的最大電流。在圖6中，給出了VDC = 800V且RS =33Ω時的關斷和開通行為。為了檢查分流電阻RS的每個值對應的限流值，逐步增大負載電流。在圖6（a）中，以PWM輸入信號作為觸發(fā)源（t = 0 μs），并保持不變以便更好地比較。藍色線表示不帶SSD時的正常開關行為。如果電流稍微增大，驅動器便開始檢測到約為1400A的過流設定值，并啟動SSD。因此，綠色線相對于最初的藍色線會轉移到左側。

　　【圖5：不帶SSD功能時開關瞬態(tài)的波形】

　　此時，門極電壓vGS開始表現(xiàn)出軟關斷行為，這在+15V電平和米勒平臺之間的斜率減小中表現(xiàn)的非常明顯。檢測電路檢測到的更大的電流可導致如紅色線所示的行為。此時，驅動器會在原始關斷信號（t = 0 μs）之前1.5 μs自行關斷。同時，SSD-MOSFET以非常慢的速度對門極放電。需要使用有源鉗位功能來使過壓保持在期望的1000V限值范圍之內。然而，如果減慢SSD

　　MOSFET的行為，可以省去有源鉗位功能。

　　在圖6（b）中，驅動器正常導通，但接近于設定的限值。藍色線顯示的是不帶SSD功能的正常行為，而綠色線顯示的行為是，由于在約2.5 μs時已達到過流限值，驅動器自行中斷導通指令。這表明，SSD功能獨立于驅動器邏輯狀態(tài)進行工作，始終會在過載情況下對SiC

　　MOSFET提供保護。

　　過流檢測可通過選擇分流電阻RS進行設定。圖7（a）的波形顯示了最終的最大電流與RS成函數關系。在波形中，t = 0 μs時的點依然是PWM輸入信號的觸發(fā)點。對漏極電流波形最大值iS的評估生成了25°C下的IS，max

　　= f （RS）圖。與文獻［4］相比，在這里SSD電路的響應時間已包含在內。對于大于56Ω的電阻值，檢測電路的信噪比會變得非常小。因此，SiC-模塊可能無法再開關，因為每個噪聲都會被檢測為過流。

　　【圖6：帶SSD時的開關瞬態(tài)波形，VDC= 800V且RS = 33Ω】

　　【圖7：SSD的行為】

　　通過短金屬連接實現(xiàn)的硬短路（類型I）開關可形成如圖7（b）所示的波形。此時的分壓電阻值為33Ω。在被過流檢測電路成功關斷之前，電流會增大至約6 kA的最大值?？偠搪窌r間［1］為1.2

　　μs，因此小于2 μs限值。在源極電流處于負斜率期間，有源鉗位電路通過使SiC-MOSFET的門極處于有源區(qū)，為其提供額外的過壓保護。經過t = 2μs后，吸收電容會產生輕微的振蕩，此時會與直流母線主電容交換能量。輸入PWM信號VPWM顯示驅動器會忽略上級控制的5us開關指令，以便保護SiC-MOSFET。

　　4、結論

　　本文所述的門極驅動器設計可通過過流/短路檢測以及帶有源鉗位的關斷和過壓保護等功能，對SiC-MOSFET模塊FMF800DX-24A提供全面的控制。因此，F(xiàn)MF800DX-24A可在幾乎任何電氣條件下進行安全操作。本文還提供了室溫下雙脈沖測試的測量結果。推薦的門極驅動器將會用于Power Integrations即將推出的參考設計RDHP-1417。