電路功能與優(yōu)勢

無論IQ調制器是用于直接變頻應用還是作為上變頻器用于第一中頻（IF），通常都會有一些增益直接施加在IQ調制器之后。本文將介紹如何選擇合適的驅動器放大器，以便在 IQ調制器的輸出端提供第一級增益。圖1所示器件為 ADL5375 IQ調制器和 ADL5320 驅動器放大器。這兩款器件在系統(tǒng)性水平方面匹配良好；也就是說，它們具備同等性能，因此任何一方都不會造成整體性能下降。由于這些器件的動態(tài)范圍匹配良好，因此建議在IQ調制器與RF驅動器放大器之間進行簡單的直接連接，器件之間無需任何衰減。

圖1. 帶輸出功率增益的IQ調制器電路原理圖

電路描述

ADL5375 是一款通用型高性能IQ調制器，輸出頻率范圍是400 MHz至6 GHz。由于具備低噪聲和750 MHz的寬輸入基帶帶寬（3 dB），因此可通過多種調制和帶寬的信號來驅動該器件。這些輸入信號能夠以直流或復數中頻為中心。

與 ADL5375 的LO接口為1XLO型，即輸出頻率和LO頻率相等（當基帶信號以直流為中心時）。

系統(tǒng)級計算和RF放大器選擇

在1 GHz至2 GHz的頻率范圍內， ADL5375 的輸出壓縮點（OP1dB）和三階壓縮點（OIP3）分別為10 dBm和25 dBm左右。在選擇RF放大器以便在IQ調制器之后提供增益時，必須選擇輸入P1dB和輸入IP3等于或略高于這些數值的器件。如果所選器件的輸入P1dB和輸入IP3較低，則會導致級聯(lián)性能降低；如果這兩項規(guī)格明顯高于ADL5375，卻不會帶來任何好處，并且可能會造成信號鏈的總電源電流出現(xiàn)不必要增加。

ADL5320是一款驅動器放大器（需要外部調諧元件的RF放大器），額定工作范圍是400 MHz至2700 MHz。采用5 V電源供電時，其功耗為104 mA（也可以采用低至3.3 V的電源供電，此時功耗和性能都有所下降）。

表1顯示了1900 MHz條件下 ADL5375 IQ調制器折合到輸出端的IP3 （OIP3）和P1dB （OP1dB）以及 ADL5320驅動器放大器折合到輸入端的規(guī)格。兩種情況下，IQ調制器折合到輸出端的規(guī)格與放大器折合到輸入端的規(guī)格之間均相差3 dB左右。

表1. 1900 MHz條件下 ADL5375 IQ調制器與 ADL5320 驅動器放大器的IP3和P1dB規(guī)格

圖2顯示了2140 MHz條件下IQ調制器與驅動器放大器的仿真級聯(lián)性能。此仿真利用 ADIsimRF 設計工具來完成。值得注意的是，調制器的OIP3 （24.2 dBm）與復合OIP3 （36.5 dBm）之差12.3 dB剛好略小于 ADL5320 驅動器放大器的增益（13.7 dB）。這表明驅動器放大器對總體OIP3的影響非常小。

圖2. 顯示了ADL5375與ADL5320級聯(lián)性能的ADIsimRF設計工具屏幕截圖

圖3顯示了IQ調制器輸出端與復合電路輸出端所測OIP3與輸出功率（POUT）的關系圖。兩條OIP3曲線輪廓的形狀非常相似，只在輸出功率和OIP3方面有所偏移。這進一步表明，當信號經過RF放大器時，IP3只會略有下降

圖3. 2100 MHz條件下ADL5375 IQ調制器與復合電路（ADL5375和ADL5320驅動器放大器）的OIP3與POUT之間的關系

選擇輸出功率水平

雖然輸出功率水平高達15 dBm時電路的OIP3水平介于35 dBm至40 dBm范圍內，但實際工作時無法實現(xiàn)這一點，尤其在包絡調制方案并非恒定不變的情況下，此類方案往往擁有相對較高的峰均比。為了理解這一點，請檢查電路的輸入電壓與輸出功率傳遞函數，然后考慮IQ調制器輸入端的典型驅動電平。

圖4顯示了使用CW正弦波驅動信號時以輸出功率（dBm）和輸入電壓（V p-p）表示的電路傳遞函數。 ADL5375等IQ調制器通常由雙通道、電流輸出、數模轉換器（DAC）驅動。一般而言，DAC的兩個電流輸出端（標稱范圍是0 mA至20 mA）會通過兩個50Ω電阻接地，并且每個IQ輸入端上會放置兩個100Ω分流電阻DAC在0 dBFS條件下運行時，這對應于IQ調制器上的驅動電平為1 V p-p或0.353 V rms（這里忽略了低通濾波器的插入損耗，該濾波器通常放置在DAC和IQ調制器之間）。這樣就會產生約13 dBm的輸出功率。

圖4. 以輸出功率（dBm）和輸入電平（V p-p差分）

表示的電路傳遞函數

假設IQ調制器的I和Q輸入端如上文所述通過100Ω 電阻端接，則可相對于典型ADI DAC的dBFS驅動電平來繪制輸出功率曲線（見圖5）。因此，0 dBFS的驅動電平對應于1 V p-p，這樣也就產生了與上文所述相同的13 dBm輸出功率。

圖5. IQ調制器I和Q輸入端通過100Ω電阻端接以及未端接情況下以輸出功率和DAC驅動電平表示的電路傳遞函數

圖5還顯示了I和Q輸入端未通過100 Ω電阻端接時電路的傳遞函數。由于得到的DAC電壓驅動電平增加一倍（最大2 Vp-p），因此得到的輸出功率相對于同樣的DAC驅動電平增加了6 dB。

雖然在沒有I和Q端接電阻的情況下電路也可以運行，但這確實為通常放置在DAC和IQ調制器之間的濾波器帶來了一些問題。由于該濾波器一般兩端都會端接，因此最好在IQ 調制器的I和Q輸入端之間放置一些電阻（這些輸入端的未端接輸入電阻值約為60 kΩ）?？衫?00 Ω to 1000 Ω 范圍內的電阻值來提高得到的DAC電壓驅動電平和對應的輸出功率。但是，設計DAC和IQ調制器之間的濾波器時要小心謹慎，確保其支持不同的源阻抗和負載阻抗。

如上所述，從圖4和圖5中可以看出，采用1 V p-p正弦波（0dBFS）信號時輸出功率約為13 dBm（I和Q輸入端通過100 Ω電阻端接）。實際上，DAC驅動電平必須略低于0 dBFS，以減少失真（通常為1 dB至2 dB）。除此之外，均方根驅動電平也應該降低一些，具體幅度等于載波調制的峰均比。峰值包絡功率（PEP）與均方根功率之比通常在5 dB（對于類似于QPSK的調制方案，在調制為恒定包絡的特殊情況下則為0 dB）至10 dB（對于更高階的QAM調制方案）范圍內。參見圖6，這表明0 dBm至10 dBm范圍內的輸出功率水平是可行的。

單載波寬帶碼分多址（WCDMA）信號的鄰道功率比（ACPR）已成為評估電路系統(tǒng)級失真（也就是相對于僅依靠IP3和IMD電平的評估）的主流指標。圖6顯示了測得的電路ACPR與輸出功率水平之間的關系。在采用WCDMA信號的情況下，ACPR定義為載波（帶寬3.84 MHz）中的功率與鄰道（通道間隔為5 MHz）中的功率之比，同樣也是在3.84 MHz帶寬條件下測量。該曲線還顯示了同類測量的相間通道功率比，但是載波偏移為10 MHz。

圖6. OIP3和WDCMA ACPR與輸出功率的曲線圖

本例中，信號的PEP與均方根之比約為10 dB（WCDMA信號的峰均比視載波的配置及加載方式而定）。根據該曲線和所需的ACPR級別，在0 dBm至10 dBm范圍內選擇一個輸出功率水平。功率水平低于0 dBm時，ACPR開始取決于電路逐漸降低的信噪比。

常見變化

ADL5320 驅動器放大器的額定工作范圍是400 MHz至2.7 GHz。這樣很方便地涵蓋了 ADL5375 IQ調制器額定頻率范圍的較低部分。在2.3 GHz至4 GHz的頻率范圍內工作時，推薦使用 ADL5321驅動器放大器。 ADL5320 和 ADL5321 都必須調諧至各自的工作頻率范圍內。這兩款器件的數據手冊都包含一些表格，其中提供了針對常用工作頻率進行元件調諧的推薦值。

也可以使用ADL5601或ADL5602，等內部匹配的寬帶增益模塊來在IQ調制器的輸出端提供增益。然而，由于這類器件的OIP3較低（相對于ADL5320和ADL5321而言），因此它們往往決定電路的總體IP3并使其降低。

許多窄帶IQ調制器都可在其工作頻率范圍內提供更高的性z能。例如， ADL5370/ ADL5371/ ADL5372/ ADL5373/ ADL5374。與ADL5375相比，這些窄帶器件可提供更高的增益和OIP3。與ADL5320及ADL5321驅動器放大器搭配使用時，最終結果就是總輸出功率更高，而復合OIP3相似。

ADRF6701/ADRF6702/ADRF6703/ADRF6704系列窄帶IQ調制器集成鎖相環(huán)（PLL）和壓控振蕩器（VCO）。這些器件的性能與 ADL5370/ ADL5371/ ADL5372/ ADL5373/ ADL5374系列相似，但集成度更高。

有許多選項可用于驅動IQ調制器的I和Q輸入端。 AD9125 和 AD9122 均為16位雙通道DAC，工作速率分別是1 GSPS和1.2 GSPS。這些器件可用于生成基帶頻譜（以0 Hz為中心）或復數中頻頻譜（通常在100 MHz至200 MHz范圍內）。

電路評估與測試

該電路使用包含 ADL5320驅動器放大器的 ADL5375 評估板 （ ADL5375-05-EVALZ）來實現(xiàn)。此電路板可配置為提供IQ調制器輸出信號，或者復合調制器和放大器信號。此電路板的默認配置是調制器和放大器復合輸出，并且放大器調諧為在1800 MHz至2200 MHz范圍內工作。如上所述， ADL5320 數據冊提供了為支持其它頻率進行電容調諧的值和布放位置。

設備要求

需要以下設備：

ADL5375 評估板 （ ADL5375-05-EVALZ）

兩個RF信號發(fā)生器：Agilent 8648C或等效設備，工作頻率為25 MHz和26 MHz

一個RF信號發(fā)生器：Agilent 8648C或等效設備，工作頻率約為2 GHz

一個RF頻譜分析儀：Rohde & Schwarz FSIQ、Rohde &Schwarz FSQ、Agilent PSA或等效設備

一個ZFSC-2-2-S+ 180°功率分路器/合成器，Mini-Circuits

一個ZMSCQ-2-50+ 90°功率分路器，Mini-Circuits

兩個ADT2-1T 1:2巴倫，Mini-Circuits

四個ZFBT-6GW-FT+偏置器，Mini-Circuits

設置與測試

圖7顯示了用于IP3測試和功率掃描測試的測試設置。兩個工作頻率分別為25 MHz和26 MHz的RF信號發(fā)生器產生的信號通過一個具有良好輸入間隔離的180°分相器/合相器以無源方式合并。接著，該雙音信號被施加到一個90°分相器，該分相器的額定工作頻率范圍是25 MHz至50 MHz。然后，這些分相器輸出再施加到兩個1:2變壓器，從而產生差分輸出信號（分相器的0°輸出應該傳送到IQ調制器的IP和IN輸入端）。這些差分信號再施加到四個偏置器，從而偏置為0.5 V。該網絡由兩個100 Ω 電阻端接（ ADL5375評估板上提供用于這些電阻的焊盤）。

ADL5375的本振（LO）由第三個信號發(fā)生器提供，產生0dBm。最終輸出頻率等于輸入RF信號頻率與LO頻率之差。因此，如果雙音信號的頻率為25 MHz和26 MHz，而LO的頻率為2150 MHz，則輸出頻譜會出現(xiàn)在2124 MHz和2125MHz。

也可以使用包含 ADL5375IQ調制器的 AD9122 雙通道DAC評估板（ （ AD9122-M5375-EBZ） 來實現(xiàn)本電路。這種情況下，應將ADL5375 ADL5375 IQ調制器的輸出端連接到獨立的 ADL5320 評估板（ ADL5320-EVALZ）。這種方法的好處是DAC可以生成適當偏置的差分信號，而無需偏置器、分相器和變壓器。

圖7. IP3測試和功率掃描的測量設置